基于电流源开关技术的双频VCO设计

田巧玉，汪道辉

(四川大学锦江学院，四川 眉山 620860)

工程与应用 doi:10.3969/j.issn.1673-5692.2016.05.012

基于电流源开关技术的双频VCO设计

田巧玉，汪道辉

(四川大学锦江学院，四川 眉山 620860)

基于0.18-μm CMOS工艺，采用电流源开关技术设计实现了一种双频压控振荡器(VCO).低频带和高频带振荡信号分别采用Colpitts模式和交叉耦合对(CCP)模式实现，不同于传统的采用谐振回路开关技术的双频VCO，所提出的VCO合成了Colpitts模块和CCP模块，避免了谐振回路额外的损耗，降低了电路功耗。设计实现的VCO芯片面积为0.97×0.81 mm2，测试结果表明当VCO工作于Colpitts模式下时，功耗为7.2 mW，在5.4 GHz振荡频率下，相位噪声为-118.1 dBc/Hz；工作于CCP模式下时，功耗为9.1 mW，在20.4 GHz振荡频率下，相位噪声为-106.1 dBc/Hz。

双频带；Colpitts模式；交叉耦合对模式；压控振荡器

0 引 言

为了实现通信系统的多功能应用，双频段以及多频段收发机得到了迅速的发展。随着单芯片上双频带系统的发展，对于VCO的性能提出了越来越严格的要求[1]，要求VCO能够工作于双频带范围内，并且具有较低的相位噪声实现较纯净的正弦信号，为混频器提供优良的本振信号。相比较于片上系统集成两个单频段VCO而言，双频VCO的应用更加灵活，复杂度更低[2-3]。目前，有两种常用的实现双频VCO的方法，一种是再生增加法，利用频率分频器或者倍频器来取得额外的频段[4]，但是此方法需要外加额外的电路，增加了功耗；另一种是谐振回路开关方法，例如电容开关[5]、电感开关[6]、四阶谐振回路开关[7]以及电磁耦合调谐[8-10]，然而此方法中开关器件的寄生电阻会导致谐振回路品质因数的退化，进而恶化双频VCO的相位噪声，如果为了降低寄生电阻，就要增加开关器件的尺寸，这样就会导致寄生电容的增加，降低电路的开关频率。受限于LC谐振回路开关结构以及振荡开启状态的限制，以往双频VCO的频带比率(高振荡频率与低振荡频率的比值)都小于2.5，另一种常见的推推式VCO结构，虽然在高频段实现了较优的调谐范围[11]，但是它的频带比率为2，并且输出功率也较低。

在本文中，提出了一种新型的双频VCO结构，该结构基于电流源开关技术嵌入了Colpitts和交叉耦合对(CCP)两种结构。代替传统的LC谐振回路开关技术，所提出的结构在谐振回路中没有引入额外的电阻，因而可以实现较低的相位噪声。而且，该双频VCO结构也能取得较高的频带比率。

1 电路设计

图1给出了本文所提出的双频VCO电路结构，为了实现双频段振荡，该结构包含有Colpitts模块和CCP模块，通过开关Mc和Mp这两个电流源，Colpitts模块和CCP模块分别在低频段和高频段处振荡。例如，当Mp开启、Mc关断时，CCP模块在高频段处振荡，Colpitts模块不工作。晶体管M3和M4为Colpitts模块提供负阻，电容Cp、Cv2、Cc和电流源Mc补偿Colpitts模块谐振回路电阻的损耗，通过耦合两个相同的振荡器，实现Colpitts模块差分信号的输出。CCP模块能够在直流到高频段之间提供一个宽频带的负阻抗，因而，中间高频段振荡器采用CCP拓扑结构实现，电路CCP模块中的晶体管M1和M2用于补偿LC谐振回路的电阻损耗，当双频VCO操作于CCP模式下时，振荡信号经过Colpitts电路中的晶体管M3和M4输出到端口。

图1 提出的双频VCO电路

1.1 开启状态分析

图2(a)和2(b)分别给出了双频VCO在Colpitts模式下的电路图和简化的小信号模型，以用于分析电路的开启状态和振荡频率，图中Rc表示为电感的等效电阻损耗，由于晶体管的栅源间电容Cgs远远小于Cp和Cx，因此将其忽略掉。由分析可知，Colpitts模式下的振荡频率fc以及为了满足电路的开启和振荡状态所要求的跨导gm2分别为：

(1)

(2)

图2 Colpitts模式 (a)电路 (b)简化的小信号模型

图3(a)和3(b)分别给出了双频VCO在CCP模式下的电路图和简化的小信号模型，LC谐振回路由L2和Cv2组成，交叉耦合晶体管对M1和M2产生负阻，然后补偿谐振回路的损耗，采用小信号分析可得，CCP模式下的振荡频率fp，以及为了满足电路的开启和振荡状态所要求的跨导gm1分别可表示为：

(3)

(4)

图3 CCP模式(a)电路 (b)简化的小信号模型

由式(2)和式(4)比较可见，Colpitts振荡模式下要求的的跨导gm2大于CCP振荡模式下所要求的的跨导gm1，因此，本文中将Colpitts振荡模式设计成低频段振荡，将CCP振荡模式设计成高频段振荡。

1.2 晶体管M3和M4分析

通过开启晶体管Mp并关断晶体管Mc，双频VCO工作于CCP模式下，因而位于中间的CCP模块的输出差分信号需要流经过晶体管M3和M4的寄生电容，由图1可见，由于Mc处于关断状态，因而没有电流流经过晶体管M3和M4，图4所示为晶体管M3和M4的物理模型，电容Cgs、Cds、Csb以及Cdb分别为晶体管的栅-源间电容、漏-源间电容、源-衬底间电容和漏-衬底间电容，对于典型器件而言，Cgs和Cgd要大于Csb和Cdb，由图1可见，中间模块产生的振荡信号经由电容Cgd直接耦合到输出缓冲级，振荡信号到输出端口之间的等效电容Ceq可由式(5)所表示，因而晶体管M3和M4的等效物理模型可由Ceq代替，图5给出了双频VCO工作于CCP模式下时，采用等效电容Ceq的理论分析法以及物理晶体管模型仿真法所得到的振荡频率比较结果，可见采用这两种方法得到的结果相差较少，只相差约0.5 G Hz，表明在电路仿真设计中，可以同时采用此两种方法对电路进行分析:

(5)

图4 晶体管M3和M4的物理模型

图5 工作于CCP模式下时，采用等效电容Ceq的理论分析法以及物理晶体管模型仿真法所得到的振荡频率比较结果

通过开关晶体管Mc和Mp的方式实现双频VCO的电流开关技术，由于实现振荡的两个LC谐振回路在低频段和高频段的工作是相互独立的，因而可得到较高的频带比率。在设计中，由于Colpitts模块可实现更低的相位噪声，因此将其振荡于低频段，另外，CCP拓扑电路可实现更宽频率范围内的负阻，同时需要更小的电流源，因而将CCP模块振荡于高频段，高频段信号必须经由晶体管M3和M4耦合至输出缓冲级，双频VCO工作于Colpitts模式下时，M3和M4工作于饱和状态，双频VCO工作于CCP模式下时，M3和M4操作于截止区，在CCP模式下，晶体管M3和M4仅为振荡信号提供交流耦合电容，同时为了避免M3和M4对高频段振荡产生影响，应对这两个晶体管的宽长进行认真选取。

2 测试结果分析

图6所示为所提出的双频VCO的芯片照片，该芯片基于TSMC 0.18-μm CMOS工艺实现，工艺提供一个多晶硅层和六个金属层，并且芯片当中所有的电容均为MIM电容形式。为了降低电感的电阻损耗，提高双频VCO的品质因数，所有的螺旋电感都在最厚的金属层M6层上实现，而且，所有的无源元件和互连线都采用电磁仿真软件HFSS进行电磁场仿真，芯片面积为0.97×0.81 mm2。

图6 提出的双频段VCO的芯片照片

图9 相位噪声的测试结果 (a)5.4 GHz (b)20.4 GHz

采用在片测试的方式对该双频VCO进行测试，振荡频率和输出功率的测试采用Agilent E4407B频谱分析仪，输出缓冲级的两个偏置电压VB和Vb分别外加1.2 V和0.7 V的电压，用于在输出端口和LC谐振回路之间提供较高的隔离度，进而稳定输出信号的振荡状态。当开关电压Vi2和Vi1分别外加0.8 V 和0 V时，双频VCO工作于Colpitts模式，此刻VDD2和VDD1的外加电压分别为0 V和1.5 V，在该模式下的电流总功耗为7.2 mW。相反，当开关电压Vi1和Vi2分别外加1.1 V和0 V时，双频VCO工作于CCP模式，此刻VDD1和VDD2的外加电压分别为0 V和1.5 V，在该模式下的电流总功耗为9.1 mW，由比较可见，产生高频段振荡信号的CCP模式消耗的功耗，比产生低频段振荡信号的Colpitts模式消耗的功耗要高，这主要是由于在高频工作下，晶体管的性能下降所导致的结果。图7给出了随着控制电压Vctr1或Vctr2变化的振荡频率测试结果，当固定Vctr2为0V，Vctr1从-0.5 V到2 V变化时，双频VCO操作于CCP模式下，振荡频率为21.4 GHz～19.7 GHz，同理，当固定Vctr1为0 V，Vctr2从-0.5 V到2 V变化时，双频VCO操作于Colpitts模式下，振荡频率为5.7 GHz～5.2 GHz。图8所示给出了输出功率的测试结果，可见，输出功率足够驱动射频收发机当中的下一级混频器模块。

图7 测试的双频VCO振荡频率

图8 测试的输出功率

相位噪声的测试采用Agilent E5052B信号源分析仪和Agilent E5053A微波下变频器完成，图9(a)和(b)所示即为在振荡频率5.4 GHz和20.4 GHz下相位噪声的测试结果，在1 MHz频偏频率处的相位噪声分别为-118.1 dBc/Hz、-106.1 dBc/Hz，取得了较优的相位噪声。

表1给出了所设计的双频VCO性能与以往文献报道的双频VCO性能的比较结果，由表可见，所提出的双频VCO具有最高的频带比率以及较低的功耗损耗，为了评估双频VCO的综合性能，采用式(6)所示的品质因数FOM表达式。

(6)

其中，L(Δf)为双频VCO的相位噪声;fosc为振荡频率;Δf为频偏频率;Pdc为电路的直流功耗，由表可知，本文的双频VCO在低高两个频段上的FOM高至184.3 dBc/Hz和182.8 dBc/Hz，获得了较优的性能。

表1 双频VCO的比较

3 结 语

基于标准的0.18-μm CMOS工艺设计实现了一种新颖的双频VCO，该电路采用全新的电流源开关技术实现双频段振荡，电路中合并了Colpitts模块和CCP模块，在低功耗的情况下，取得了最大的频带比率。芯片测试结果表明，双频VCO取得了3.8的频带比率，在低频段和高频段上的FOM分别为184.3 dBc/Hz和182.8 dBc/Hz。

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田巧玉(1979—)，女，汉族，四川人，讲师，主要研究方向为CMOS射频VCO的设计；

E-mail：tianqiaoyu6@sohu.com

汪道辉(1947—)，男，汉族，四川人，教授，主要研究方向为单片机系统以及CMOS混合集成电路研究。

Design of a Dual-Band VCO Using a Current-Source Switching Topology

TIAN Qiao-yu, WANG Dao-hui

(Sichuan University Jinjiang College, Meishan 620860, China)

In this paper, a dual-band voltage controlled oscillator (DVCO)using a current-source switching topology is designed, implemented, and verified in a 0.18-μm CMOS technology.The low- and high-frequency bands are obtained by the Colpitts mode oscillation and the cross-coupled pairs (CCPs)mode oscillation, respectively.Unlike conventional dual-band VCOs realized by resonator-switching topologies, the proposed VCO is based on the composite Colpitts and CCP architecture to avoid additional losses in the resonator, or lower its power consumption.The fabricated VCO occupies a chip area of 0.97×0.81 mm2.Measurements show that the VCO operating in the Colpitts mode provides a phase noise of-118.1 dBc/Hz at 1 MHz offset from the 5.4 GHz oscillation frequency under 7.2-mW power consumption.When the VCO is operating in the CCP mode, it provides a phase noise of-106.1 dBc/Hz at 1 MHz offset from the 20.4 GHz oscillation frequency with 9.1 mW power dissipation.

dual band; Colpitts mode; cross-coupled pair mode; voltage-controlled oscillator

2016-06-23

2016-09-12

：A

1673-5692(2016)05-522-06