基于组合型双向DC-DC变换器的超级电容储能系统控制策略分析与设计

武　伟，谢少军，张　曌，陈文明，裴兴华

（1.南京航空航天大学自动化学院，南京210016；2.南京麦格安倍电气科技有限公司，南京211100）

基于组合型双向DC-DC变换器的超级电容储能系统控制策略分析与设计

武伟1，谢少军1，张曌1，陈文明1，裴兴华2

（1.南京航空航天大学自动化学院，南京210016；2.南京麦格安倍电气科技有限公司，南京211100）

研究了一种基于组合型双向DC-DC变换器BDC（bidirectional DC-DC converter）的超级电容储能系统，该系统采用多组多通道交错Buck/Boost双向变换器串联，既可实现开关电流和电压应力的降低也可实现电感量的减小，同时有助于减轻超级电容单体电压低与应用场合电压高间的矛盾。串联变换器模块间的均压控制是该系统稳定运行的关键之一。基于双向变换器的小信号模型分析了超级电容储能系统电流控制与变换器模块均压控制的关系，设计了组合型双向DC-DC变换器的双闭环控制策略，在稳定控制超级电容充/放电电流的同时实现模块输入电压均衡的解耦控制。进一步根据母线电压变化及超级电容荷电水平提出了储能系统能量控制策略。通过两组三相交错Buck/Boost级联BDC储能系统的实验验证了控制策略的有效性。

储能系统；超级电容；双向DC/DC变换器；能量管理；控制策略

引言

超级电容是一种具有高功率密度、高充/放电效率、长循环寿命的储能元件［1］，在很多电能转换应用场合中发挥着重要的作用，如混合动力车辆［2，3］、可再生能源发电系统［4，5］、微电网系统［6，7，8］、轨道交通车辆制动能量吸收利用系统［9-13］等。在这些应用场合采用超级电容储能系统不仅能够降低系统成本、提高系统效率，同时还能提高整个系统的性能。

然而在一些高电压、大功率等级的储能系统应用场合中，由于储能元件单体（包括超级电容单体、锂电池单体等）电压较低，通常需要多个单体或组件串联构成储能元件组以适应高压应用要求。而储能元件单体的参数离散型较大，采用过多的单体进行串联组合需要考虑电压均衡问题［1，14-16］，由于均衡的限制，储能系统难以采用大量单体或组件串联。目前，超级电容器组应用的最高电压场合是在直流750 V轨道交通牵引供电系统（牵引网电压波动范围为500～900 V［17］）中，通过采用传统的Buck/Boost双向DC-DC变换器实现能量的双向流动，超级电容组的上限电压通常在600 V以下［9，10，13］。对于750 V以上的牵引供电系统 （如1 500 V牵引供电系统，牵引网电压波动范围为1 000～1 800 V［17］），超级电容单体的串联数目要增加1倍，变换器开关管的耐压值至少在3 300 V以上，该要求增加了开关器件的选择难度，同时过大电压变化率（du/dt）会对系统带来较强的干扰。因此，在1 500 V及以上的牵引供电系统中，还未见有成熟的超级电容储能系统工程应用。

针对1 500 V及以上牵引直流供电系统，文献［13］研究了超级电容储能系统的功率变换方案，针对1 500 V轨道交通车辆再生制动能量吸收系统提出了由4个额定电压为375 V的超级电容储能模块串联的储能系统功率变换方案，但该文献仅对电路拓扑进行了基本的原理分析和设计，对系统的控制及能量管理策略并未作深入研究；文献［18］采用H桥级联变换器作为应用于交流电网的储能变换方案，该方案降低了每个储能模块（蓄电池）的电压等级；文献［19］提出了基于MMC双向DC-DC变换器MMC-BDC（modular multilevel converter-bidirectional DC-DC converter）的超级电容储能系统，该系统要实现在高压场合的应用还需解决系统启动、模块均压、双向能量流动控制及模块冗余控制等一系列问题；文献［20］对比分析了几种可用于高压大功率储能的变换器方案，并指出将多相交错Buck/ Boost BDC（bidirectional DC-DC converter）拓扑与基于半桥高压侧级联BDC拓扑进行组合的储能拓扑，既可实现开关电流和电压应力的降低也可实现电感能量的减少，在高压、大功率双向电能变换场合具有优势。

在文献［20］的基础上，本文研究了采用多相交错Buck/Boost BDC拓扑与基于半桥高压侧级联BDC拓扑组合的组合型BDC拓扑，该组合型拓扑的低压侧超级电容组端电压上限取决于级联模块的数目（超级电容组端电压上限通常低于550 V），通过多组级联即可实现超级电容器组在750 V以上直流供电系统的应用。介绍了用于直流电网储能的组合型双向DC-DC变换电路，基于超级电容组储能的基本原理，分析了模块均压控制与超级电容充/放电电流控制的关系，提出了一种双闭环控制策略，实现了模块的均压控制和超级电容充/放电电流控制的解耦。根据母线电压及超级电容荷电状态SOC（state of charge）水平提出了相应的能量控制策略。最后，通过实验验证了方法的有效性。

1　基于组合型BDC的储能系统基本原理

基于组合型BDC功率电路的储能系统如图1所示，它采用N个多相交错Buck/Boost BDC模块在高压侧依次串联构成，每个多相交错BDC模块采用M个半桥Buck/Boost BDC拓扑并联而成，各模块低压侧分别接超级电容组。N个BDC模块通过占空比控制实现模块的均压，以降低开关管的电压应力。

超级电容组处于储能状态时，双向DC-DC变换器工作在降压模式，各半桥模块的上桥臂开关管Tij（i=1，2，…，N；j=1，3，5，…，（2M-1））、下桥臂二极管Dij（i=1，2，…N；j=2，4，6，…，2M）及电感Lij（i=1，2，…N；j= 1，2，…，M）组成Buck变换器，直流母线侧能量转移至超级电容。

超级电容组处于释能状态时，双向DC-DC变换器工作在升压模式，半桥模块的下桥臂开关管Tij（i=1，2，…，N；j=2，4，6，…，2M）、上桥臂二极管Dij（i=1，2，…，N；j=1，3，5，…，（2M-1））及电感Lij（i=1，2，…N；j= 1，2，…，M）组成Boost变换器，超级电容组的能量转移至直流母线侧。

为减小超级电容充/放电电流纹波，并降低滤波电感体积、重量，M相交错Buck/Boost BDC模块各半桥的占空比采用依次滞后（Ts为单半桥拓扑的开关周期）时间控制，输出的电流纹波频率为单半桥的M倍，且总输出电流纹波幅值比单半桥的纹波幅值大为减小。

图1　基于组合型BDC的储能系统电路原理Fig.1　Energy storage system based on combined BDC

以第1个串联模块为对象，对多相交错并联拓扑的输出电流纹波进行数学分析［19］，可得到低压侧总输出电流纹波幅值的表达式为

式中：ΔiL1i（i=1，2，…，M）为各路电感电流纹波幅值；Δisc1为模块1中M路电感电流叠加后的纹波幅值；D为半桥上管的占空比，且满足1，2，…，M-1。

则低压侧总输出电流纹波幅值的归一化表达式为

图2所示为低压侧总输出电流归一化纹波幅值与占空比之间的关系，图中分别给出了M=2、3、4时纹波幅值与占空比的关系曲线。由图可看出随着交错通道数目的增加，总输出电流纹波抵消效果愈明显。对于M相交错并联系统，在占空比分别为时，总输出电流的纹波为0。实际应用时，通常结合应用场合的功率大小，从变换器电流纹波要求、功率器件和无源器件成本及控制复杂程度等方面综合考虑来选取交错并联的通道数目。

图2　输出电流归一化纹波幅值与占空比关系曲线Fig.2 Relationship curves of normalization current and duty cycle

2　基于组合型BDC的控制策略

组合型BDC是一种一端串联一端独立的变换系统，通过控制滤波电感Lij（i=1，2，…，N；j=1，2，…，M）的电流控制储能系统能量的流动。要实现该系统的稳定可靠运行，变换器控制层面需要包含两个控制环节，一是控制超级电容充/放电电流（即电感电流）的电流闭环，另一个是实现模块串联侧均衡工作的均压环，二者通过调节模块的占空比来实现控制。为了简化系统设计和实现好的控制特性，这两个闭环之间应实现解耦控制。

2.1电流控制与模块均压控制的关系

在理想条件下，多相交错Buck/Boost BDC模块各通道电流幅值相同，只是相位依次滞后，各通道电流相互之间无耦合。为了便于分析各串联模块的均压控制与电感电流控制的关系，以单通道Buck/Boost BDC串联拓扑为对象进行分析，且各模块的元器件参数一致，基于单Buck/Boost BDC串联的储能系统如图3所示。

图3　基于Buck/Boost BDC的储能系统电路原理Fig.3　Energy storage system based on Buck/Boost-BDC

忽略开关周期高频分量，由图3可得

式中∶ugi为第i模块的网侧电压；di为第i模块桥臂上管的占空比变量；usi为第i模块低压侧端电压；ug为直流网侧总电压。

滤波电感Li（i=1，2，…，N）的电流iLi与各模块电压之间满足的关系为

式中：uLi为第i模块电感的端电压；usci为第i模块超级电容组的端电压；L为滤波电感感值，对滤波电感Li有L1=L2=…=LN=L；RL为滤波电感Li的等效串联电阻。

由式（3）～式（5）得

假设式（6）中的占空比变量di由2部分组成［20］，采用文献［20］的分析方法，可表示为

式中，dIi（i=1，2，…，N）由系统输出电流闭环产生，可定义为基本占空比信号；dSi（i=1，2，…，N）由均压环产生，可定义为均压占空比信号，由此来推导2个控制环路解耦所需要满足的条件。

结合式（6）和式（7）可写出相应的扰动方程［20］，即

式中∶Ugi、Usci、ILi（i=1，2，…，N）和D为稳态分量；（i=1，2，…，N）分别为扰动分量。消去直流分量及略去2阶扰动分量，可得

式（9）可写成

若

则式（10）变为

式（11）和式（12）说明，当系统均压环产生的各模块占空比之和为0时，电感电流仅与超级电容端电压扰动、模块输入电压扰动和系统输出电流闭环产生的占空比扰动有关，即系统的均压环和电流环之间解耦。

2.2模块控制策略的实现

由式（10）～式（12）可以得出基于组合型BDC储能变换器控制策略，如图4所示。图中，uaver为N组双向变换器模块高压侧的平均电压，前N-1个模块的高压侧的电压ugi（i=1，2，…，N-1）与各模块均压控制信号uaver做差后经均压调节器Gsh输出均压调节信号ush_Ei（i=1，2，…，N-1），第N个模块的均压调节信号则为前N-1个ush_Ei（i=1，2，…，N-1）之和再取反，以满足式（11）。控制电流的参考值与各均压控制环输出值叠加，叠加后的值后作为各模块电流环的给定值，经电流环调节器GI和限幅环节后作为各模块的占空比给定信号，最终实现输出电流稳定和各模块高压侧的均压。

图4　基于Buck/Boost储能变换器控制策略Fig.4　Control strategy of Buck/Boost based energy storage converter

图4虽然可实现电流控制和电压均衡控制的解耦，但第N个模块的控制和其他模块不一样，影响了系统的模块化程度，应予改进。

由于uaver为N组双向变换器模块高压侧的平均电压，即有

由图4可得

基于式（14），图4可以改进为图5，使得各模块控制环路相同，便于模块化实现。

图5　基于Buck/Boost储能变换器的模块化控制策略Fig.5　Modular control strategy of Buck/Boost based energy storage converter

2.3模块控制策略的实现

图5的控制策略实现了电流环和均压环解耦，因此电流环和均压环可以分别单独设计。

2.3.1 电流环设计

图3所示基于Buck/Boost的BDC，采用状态空间平均法建立互补PWM控制的Buck/Boost双向变换器的小信号模型，各模块电流环的系统框图如图6所示。图6中GI为电流环调节器传递函数，GM为PWM的传递函数，GID为占空比至电感电流的传递函数，KI为电流采样系数。

图6　电流环控制模型Fig.6 Model of current loop control

图6中各传递函数分别为

式中：KIP、KII分别为电流环调节器的比例和积分系数；VM为PWM中的三角波幅值；D、ILi0、Ugi0分别为占空比、电感电流及模块输入电压的稳态值。式（17）的推导方法参见文献［21］。

则电流闭环传递函数为

2.3.2 均压环设计

均压环可以单模块系统为对象进行设计。系统框图如图7所示，图中Gsh为电压环调节器传递函数，ΦI为电流内环传递函数，GUI为电感电流至模块输入端电压的传递函数，KU为模块输入端电压采样系数。

图7　均压环控制模型Fig.7 Model of voltage sharing control

图7中各传递函数分别为

式（19）中，KVP、KVI分别为均压环调节器的比例和积分系数。式（20）的推导方法参见文献［21］。

则均压环闭环传递函数为

结合控制需求可对系统控制参数进行设计。

3　基于组合型BDC的储能系统能量控制策略

储能系统通常以稳定电网侧的电压为控制目标，针对组合型BDC超级电容储能系统设计了一种能量管理策略。

超级电容器存储的能量Wsc与端电压之间具有确定的关系，即

因而对SOC的判断简单而准确，系统的能量管理较方便，只需检测端电压就可以，

式中：Csc为超级电容器的容量；Usc为超级电容端电压；Urated为超级电容的额定电压。

兼顾超级电容组和电网两方面要求设计系统的能量管理策略：①结合超级电容的SOC决定超级电容储能装置的工作状态通常基于超级电容寿命和安全的考虑，当SOC≤0.25时，禁止释能；0.25＜SOC＜1时，由网侧电压决定超级电容储能或释能；SOC≥1时，禁止储能。②结合网侧电压幅值决定储能系统的能量存储状态。网侧电压高于额定电压上限设定值时，系统储能；网侧电压低于额定电压下限设定值时，系统释能。

图8　储能系统能量控制策略框图Fig.8 Block diagram of energy management strategy

能量管理策略的实现框图如图8所示，系统采用4个电压调节环。GPI1_BUS为母线电压上限电压调节器，GPI2_BUS为母线电压下限电压调节器，GPI3_SC为超级电容电压上限电压调节器，GPI4_SC为超级电容电压下限电压调节器。各调压环后有相应的限幅环节，通过叠加运算后确定在不同条件下能量的流向（定义系统储能时电流流向为正，变换器处于Buck工作模式；系统释能时电流流向为负，变换器处于Boost工作模式）。

3.1储能状态分析

当直流母线电压Ug大于设定的上限值UBUS_max时，调节器GPI1_BUS正饱和，输出最大值Ilimit；调节器GPI2_BUS正饱和，输出最大值0，则无论超级电容下限电压控制器状态如何，电流参考值ISC_boost为0。此时，双向变换器工作于降压，也就是储能模式，其电流给定值取决于超级电容的SOC值。

（1）若超级电容的最大电压Usca大于设定的最大参考电压Usc_max，调节器GPI3_SC正饱和，输出最大值 Ilimit，则电流参考值 ISC_buck为 0，最终输出电流参考值Iref为0。

（1）若Usca小于 Usc_max，调节器GPI3_SC负饱和，输出最小值 0，则电流参考值 ISC_buck为 Ilimit，最终输出电流参考值Iref为Ilimit。

3.2释能状态分析

当直流母线电压Ug小于设定的下限值UBUS_min时，调节器GPI1_BUS负饱和，输出最小值0，无论超级电容组最大电压状态如何，电流参考值ISC_buck为0；调节器GPI2_BUS负饱和，输出最小值-Ilimit。此时，双向变换器工作于升压，也就是释能模式，其电流给定值取决于超级电容的SOC值。

（1）若超级电容的最小电压Uscb小于最小参考电压Usc_min，调节器 GPI4_SC负饱和，输出最小值-Ilimit，则电流参考值ISC_buck为0，最终输出电流参考值Iref为0。

（2）若Uscb大于 Usc_min，调节器 GPI4_SC正饱和，输出最大值0，则电流参考值ISC_boost为-Ilimit，最终输出电流参考值Iref为-Ilimit。

3.3释能状态分析

当直流母线电压Ug介于设定的上限值UBUS_max与下限值UBUS_min之间时，调节器GPI1_BUS负饱和，输出最小值0，无论超级电容组最大电压状态如何，电流参考值ISC_buck为0；调节器GPI2_BUS正饱和，输出最大值0。综上无论超级电容组端电压如何，最终输出电流参考值Iref为0，即系统处于待机状态。

在待机状态或当超级电容电压超上限/下限时，图9中的Iref=0，在该条件下可以分以下3种情况讨论能量管理策略和电压均分策略的作用。

（1）网侧电压均衡时，即Ugi=Uaver，此时ush_Ei=0，叠加后Irefi=0，保持超级电容端电压不变，同时串联模块保持均压。

（2）网侧电压由于动态扰动不均衡时，即Ugi≠Uaver，此时ush_Ei≠0，叠加后Irefi≠0，由于网侧串联的均压电容容值远小于超级电容的容值，通过很小的Irefi调节即可实现网侧电压的均衡，并稳定在Ugi= Uaver，最终保持系统稳定在 Irefi=0，而对超级电容端电压几乎无影响。

（3）若网侧串联模块因故障等原因使得串联侧电压不均衡，即Ugi≠Uaver，需要通过ush_Ei≠0持续调节模块串联侧的均压，此时Irefi≠0一直持续，超级电容端电压会受此影响而继续增加或减小，此时还需要超级电容过压/欠压保护限制，当电压超过该限制值时系统停机保护。

根据能量管理策略确定了储能系统电流参考给定后，结合第2节的双闭环控制策略，可得到基于组合型双向DC-DC变换器的控制框图，如图9所示。系统的电流参考Iref与模块均压控制量ush_Ei（i=1，2，…，N）叠加后作为各模块电感电流的给定，并与实际电感电流作差后经电流调节器，再经限幅环节作为各模块开关的PWM调制信号控制各模块的开关动作，同一模块中PWM环节的三角载波相位依次滞后，以实现M相交错控制。

图9　结合了能量管理策略的组合型BDC储能变换器控制框图Fig.9 Control block diagram of combined-BDC based ESS with energy management strategy

4　实验与结果

结合1 500 V供电制式的轨道交通应用场合，采用两组三通道Buck/Boost双向DC-DC变换器级联的组合型BDC方案（即图1中N为2，M为3）设计了超级电容储能系统，并验证组合型BDC拓扑改善充放电电流纹波的效果及所提出的变换器控制策略和储能系统能量管理策略的有效性。

系统的相关参数如下：超级电容器组采用Maxwell公司的BCAP2000型号超级电容单体进行串联使用，单组额定容值18.6 F；6个滤波电感感值相同，为1.6 mH；滤波电容Cf为2 000 μF；各模块开关频率5 kHz，上下管开关互补工作，各模块的三角载波依次移相120°；超级电容充/放电电流Ilimit限制在±15 A；直流母线电压上限值UBUS_max设为1 500 V，下限值UBUS_min设为1 400 V；超级电容的最大参考电压Usc_max设为550 V，最小参考电压Usc_min设为275 V。储能系统控制部分采用TI公司的DSP芯片TMS320LF2407结合 Lattice公司的 LCMXO640 FPGA芯片组合搭建。

整个实验平台搭建如下：直流侧母线额定电压1 500 V（采用三相自耦调压器调压，经2台隔离变压器隔离后分别采用三相不控整流桥整流，再将两整流后的输出串联作为直流源，通过调节输出电压在1 100～1 800 V范围变化来模拟网侧直流源的电压扰动），负载电阻为80 Ω。

图10给出了基于组合型BDC储能系统的实验波形。图10（a）～（c）为组合型BDC的模块1上桥臂占空比分别为1/3、1/2和2/3时，三路电感电流和叠加后输出电流的波形。由图可以看出，三通道交错并联模块在占空比为1/3和2/3时，总输出电流的纹波为0；在占空比为1/2时，总输出电流的纹波频率为单通道电流纹波频率的3倍，同时纹波幅值大大的减小。这些实验结果切合了图2中曲线M=3 在D=1/3、1/2和2/3三点的计算结果，验证了电感电流计算的正确性。

图10（d）和（e）所示为在牵引网侧电压1 400 V、超级电容组端电压400 V条件下，充/放电电流指令分别由15 A跳变至-15 A及由-15 A跳变至15 A时，超级电容储能系统的充/放电电流阶跃响应实验波形。由图可见，电流环响应时间为30 ms，较为快速。由此证明了电流环设计的稳定性、准确性和快速性。同时，串联模块输入侧电压动态最大偏差为20 V（由于电容侧电压纹波造成），平均值偏差仅5 V，处于误差范围内（包括了电压采样调理电路和软件运算导致的合理误差），系统采用双闭环控制策略实现了输入侧的电压均分，满足系统设计要求。实验证实电压均衡环的设计是有效的，能够与电流环解耦工作，同时实现电流的稳定、准确、快速控制与串联电容的电压均衡。

图10（f）为母线电压在1 100～1 800 V之间波动，系统在释能与储能模态间转换时两模块输入电压、模块1超级电容端电压及模块1超级电容的充/放电电流波形，可以看出当网侧电压高于1 500 V时系统运行于储能模态；当网侧电压低于1 400 V时系统转换为释能状态；当网侧电压处于1 400～1 500 V之间时储能系统的充放电电流控为0，系统处于待机状态。由此储能系统的能量管理策略的设计是有效的，能符合当前应用场合的实际需求。为了进一步观察储能系统在网侧电压变化时，不同模态转换的模块间均压情况，将图10（f）在Δta处的波形作进一步展开，如图10（g）所示，同时将图10（g）中在Δtb和Δtc处的波形亦作进一步展开，如图10（h）和10（i）所示。在所有的工作模态下，系统在控制充放电电流稳定的同时，串联侧两模块电压动态最大偏差为20 V（包括了电压采样调理电路和软件运算导致的合理误差），能够实现串联侧模块电压的均衡。总结以上，说明该储能系统的能量管理策略能够与前面设计的电流环和电压均衡环同时工作，根据网侧电压的变化实现对电能的有效吸收和释放利用。

图10　基于组合型BDC的储能系统主要波形Fig.10　Main waveforms of energy management based combination BDC

5　结语

本文介绍了基于组合型BDC的储能系统的工作原理，得出了系统实现电流控制和电压均衡解耦的条件，并提出了模块化的双闭环解耦控制策略，分析了双闭环系统的设计方法。基于独立直流网电压控制目标，提出了基于网侧电压和超级电容SOC的储能系统管理策略。通过实验验证了提出的能量管理和双闭环解耦控制策略可以简便地实现能量的双向流动和各模块间电压均衡控制。同时，基于组合型BDC的储能系统在降低开关器件的电压、电流应力的同时将电感电流的纹波频率提高了M倍，对降低电感的体积和重量有极大的帮助，是一种具有很好推广应用价值的高压大功率储能方案。

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马昊

武伟

作者简介：

武 伟（1983-），男，博士研究生，研究方向为功率电子变换技术和储能技术，E-mail：wujia2006@126.com。

谢少军（1968-），男，博士，教授，研究方向为功率电子变换技术和可持续能源发电技术，E-mail：eeac@nuaa.edu.cn。

张曌（1993-），男，通信作者，博士研究生，研究方向为功率电子变换技术，E-mail：zhao.zz.zhang@nuaa.edu.cn。

陈文明（1981-），男，学士，助理工程师，研究方向为教学和电源开发工作，E-mail：wmnuaa@nuaa.edu.cn。

裴兴华（1987-），男，硕士研究生，助理工程师，研究方向为功率电子变换技术，E-mail：xingh_p@sina.cn。

Analysis and Design of Control Strategy for Combined-BDC Based Ultra-capacitors Energy Storage Systems

WU Wei1，XIE Shaojun1，ZHANG Zhao1，CHEN Wenming1，PEI Xinghua2
（1.College of Automation Engineering，Nanjing University of Aeronautics&Astronautics，Nanjing 210016，China；2.Nanjing Megampere Electric Sci-tech Co.，Ltd.，Nanjing 211100，China）

A novel energy storage system（ESS）with ultra-capacitors（UCs）which is based on the combined bidirectional DC/DC converter（BDC）was studied.The system utilizes the series connection of several multi-channel interleaving Buck/Boost bidirectional DC/DC converters.This structure enables reduction of the inductance and the stress of the switching currents and voltages，and the inconsonance between low monomer voltage rating of the UCs and requirements in the high voltage applications can be mitigated in this system.Since the voltage equalization of input sides is critical for stable operation of the system，the inherent relationships between the system current control and the input sides voltage sharing were analyzed based on the small signal model.Based on the analysis，a double closed-loop control strategy for the combined BDC based ESS，which decouples the inductance current control and the BDC voltage sharing control，was presented.Furthermore，the energy management strategy based on the DC bus voltage and the state-ofcharge（SOC）of the UCs was proposed.The effectiveness of the proposed control strategies for the combined BDC based UCs ESS is validated by the experimental results.

energy storage system（ESS）；ultra-capacitor；bidirectional DC/DC converter（BDC）；energy management；control strategy

10.13234/j.issn.2095-2805.2016.3.83

TM 53

A

马昊（1990-），男，通信作者，硕士研究生，研究方向：光伏发电、人工智能在电力系统的应用，E-mail：mahao@tju.edu.cn。

张庆超（1956-），男，博士，硕士生导师，研究方向：电力系统故障诊断、人工智能在电力系统的应用、电力电子在电力系统应用，E-mail：qczhang@tju.edu.cn。

2015-09-23