一种两级式隔离型双向DC/DC变换器的分析与设计

张　东，王一军

（中南大学信息科学与工程学院，长沙410075）

一种两级式隔离型双向DC/DC变换器的分析与设计

张东，王一军

（中南大学信息科学与工程学院，长沙410075）

提出了一种两级式隔离型双向DC/DC变换器，该变换器包含一个闭环的前级DC/DC变换器和一个开环的后级LLC谐振变换器。当能量从低压直流母线传输到高压直流母线时，变换器等效为Boost变换器+全桥倍压LLC谐振变换器；当能量反方向流动时，变换器等效为半桥LLC谐振变换器+Buck变换器。通过分析变换器工作原理与设计要点，提出了以效率为目标的中间直流母线电压优化方法，并研制了1台12 V/336 V、1 kW的样机，其优化后的中间直流母线电压额定值为50 V。样机实验结果验证了所提变换器的良好工作性能。

变换器；隔离；双向；效率优化

引言

燃料电池电动车FCEV（fuel cell electric vehicles）是未来新能源汽车的主要发展方向之一，目前得到了国内外学者的广泛关注和研究［1-10］。根据FCEV的电气工作原理，燃料电池经直流接触器连接到高压直流母线构成整车的主要动力源，高压直流母线经过DC/AC变换得到三相交流电驱动电动机；辅助储能系统连接到低压直流母线，构成辅助启动能源，并回收制动能量。此外，低压直流母线还需要为整车电气设备提供能量。双向DC/DC变换器被设置在高压直流母线和低压直流母线之间，是整车的关键零部件之一，其主要功能是实现低压直流母线与高压直流母线之间的能量交换，同时实现电气隔离（因为车身与低压直流母线的负极是共地的，出于保护人身安全和电气设备安全考虑，电气隔离是必要的。此外，电气隔离还能在一定程度上抑制强电回路对弱电回路的电磁干扰）。当燃料电池冷启动时，双向DC/DC变换器工作在升压模式，由辅助储能系统向高压直流母线传输能量，为整车提供动力。当燃料电池正常工作后，双向DC/DC变换器工作在降压模式，由燃料电池向辅助储能系统传输能量。

为了实现高增益功率变换，同时实现电气隔离，输入电流型变换器得到较多应用［7-11］，该类变换器的最大缺点在于开关管的硬开关工作以及关断电压尖峰。文献［7］提出了应用RCD缓冲电路限制电压过冲，相似思路在文献［8］中得到体现，通过设计更低损耗的缓冲电路来限制电压过冲。缓冲电路可以在一定程度上限制关断电压尖峰，但会导致变换器损耗的增加。文献［9-10］提出了利用交错型移相全桥来实现原边开关管的软开关，但是移相控制存在固有的滞后臂软开关实现困难的缺陷；文献［11］提出了利用有源钳位电路来限制电压尖峰，并实现软开关，但是也增加了电路成本和控制难度。目前，隔离型双向DC/DC变换器的应用和研究主要集中在传统的脉冲宽度调制PWM （pulse width modulation）变换器及其性能优化。

为此，本文提出了一种新颖的隔离型双向DC/ DC变换器，其功率变换由两级DC/DC变换器组成，即调压的前级DC/DC变换器和隔离的后级LLC谐振变换器［14］。通过上述的功能分离，由于不需要去考虑负载等变化对谐振网络的影响，LLC谐振变换器可以被设计在最佳工作状态。有别于传统的PWM变换器，LLC谐振变换器采用脉冲频率调制PFM（pulse frequency modulation），通过合理设计谐振网络参数，不需要增加缓冲电路或改进控制策略，即可使变换器获得良好的效率特性。本文给出了变换器的工作原理和设计要点分析，并提出了以效率为优化目标的中间直流母线电压优化方法。最后，通过12 V/336 V、1 kW的样机验证了所提理论的正确性及变换器软开关的良好工作特性。

1　电路结构与工作模态分析

所提出变换器的电路结构如图1所示。低压直流母线、中间直流母线和高压直流母线的电压值分别用VdcL、VdcM和VdcH表示。VdcL和VdcM之间为调压环节，2个换流支路（LL1、SL1及SL2构成的支路I和LL2、SL3和SL4构成的支路II）组成交错结构，进一步减小低压直流母线的电流纹波。VdcM和VdcH之间为隔离环节，采用开环LLC谐振变换器实现高增益隔离功率变换，其原边为由开关管SM1～SM4组成的全桥结构，副边为输出倍压结构，谐振网络由变压器励磁电感Lm、变压器漏感Llk和谐振电容Cr构成 （Cr由原边谐振电容CrM和副边谐振电容CrH组成，两电容折算到原边或副边后电容值相同，设计目的在于确保能量双向流动时谐振网络的对称性）。

图1中，iL、iL1和iL2分别为低压直流母线电流、流过电感LL1、LL2的电流；vSM3和iSM3分别为开关管SM3两端的电压和流过的电流；vr和ir分别为谐振网络的输入电压和输入电流；im为流过励磁电感Lm的电流；vSH1和iSH1分别为开关管SH1两端的电压和流过的电流。下面根据功率流动方向给出变换器的工作模态分析。

图1　两级式隔离型双向DC/DC变换器Fig.1　Two-stage isolated bi-directional DC/DC converter

1.1升压（Step-Up，SU）模式

SU模式下，变换器的理论工作波形如图2所示。1个开关周期Tsw内，可分为4个工作模态。

图2　理论工作波形Fig.2　Theoretical operational waveforms

模态1［t0～t1］：开关管SL1和SL3开通，电感电流iL1和iL2均线性上升，上升斜率为VdcL/LL（LL为电感LL1和LL2的电感量，下同）。iL也线性上升，斜率为2VdcL/LL。

模态2［t1～t2］：开关管SL3关断，SL4开通。电感电流iL2线性下降，下降斜率为（VdcM-VdcL）/LL。总电流iL线性下降，下降斜率为（VdcM-2VdcL）/LL。当t=Tsw/2时，该模态结束。LLC谐振变换器的谐振频率设计为2/ Tsw，因此在［t0～t2］时间内，LLC谐振变换器正好经历了一个设计周期。由于将开关频率设计在谐振频率，所以谐振网络电流ir呈正弦规律变化，励磁电流im呈三角波规律变化。LLC谐振变换器在其设计周期内的工作模态分析这里不再详述，具体可查看文献［6］中的分析。

模态3［t2～t3］：开关管 SL3再次开通，iL1、iL2和iL的变化规律与模态1相同。t=dSUTsw时（dSU为SU模式下的占空比），该模态结束。

模态4［t3～t4］：开关管SL1关断，iL1、iL2和iL的变化规律与模态2相同。t=Tsw时，该模态结束。

SU模式下，变换器的增益MSU为

1.2降压（Step-Down，SD）模式

SD模式下，功率流动方向与SU模式相反。调压环节工作在Buck变换器状态，开关管SL2和SL4以占空比dSD（开关频率与SU模式下相同）工作在主动开关状态，开关管SL1和SL3工作在同步整流状态。隔离环节工作在半桥LLC谐振变换器状态，开关管SH1和SH2工作在占空比固定的主动开关状态（开关频率与SU模式下相同），SM1～SM4工作在同步整流状态。

SD模式下，变换器的增益MSD为

2　设计要点分析与效率优化

设计变换器时，首先假定低压直流母线的额定电压、最低电压和最高电压分别为VdcL_nom、VdcL_min和VdcL_max。高压直流母线的额定电压、最低电压和最高电压分别为VdcH_nom、VdcH_min和VdcH_max。

2.1隔离变压器设计

隔离变压器的设计需要综合考虑SU模式和SD模式下的功率变换需求。谐振电感集成到变压器的漏感中，其取值大小需要满足两种模式下启动电流的要求。变压器励磁电感与传输功率的能力有关，需要满足两种模式下软开关工作的要求。

SU模式下，设计中间直流母线电压为额定值VdcM_nom，则变压器变比应为

折算到原边的励磁电感Lm_SU需满足［12］的条件为

式中：Td_SU为SU模式下变压器原边桥臂的死区时间；Cj_M为开关管SM1的等效体电容；fsw_LLC为LLC谐振变换器的开关频率。

折算到原边的谐振电感的电感值Llk_SU需满足原边启动电流的限制要求（适用于fstart＞2fr）［13］，即

式中：Istart_M为隔离环节原边允许的启动电流；fstart为启动频率；fr和ωr分别为谐振网络的谐振频率和圆频率。

SD模式下，根据开关管电压应力，设计中间直流母线的最大电压为VdcM_max。此时变压器最大设计变比为

折算到副边侧励磁电感Lm_SD需满足［12］的条件为

式中：Td_SD为SD模式下变压器副边桥臂的死区时间；Cj_H为开关管SH1的等效体电容。

折算到副边的谐振电感的电感值Llk_SD要满足副边启动电流的限制要求（适用于fstart＞2fr）［13］，即

式中，Istart_H为隔离环节副边允许的启动电流。

折算到原边的励磁电感Lm设计为

折算到原边的谐振电感Llk设计为

2.2滤波电感设计

SU模式下，iL的纹波峰峰值ΔiL可以表示为

将式（1）代入式（12）得

式中：η为变换器效率；ε为电流纹波比例；Po为负载功率。

2.3效率优化

本文效率优化的目的在于得到最优效率下的最优中间直流母线电压值。因此，效率优化的关键在于计算与VdcM有关的变换器损耗Ptot。Ptot大致可分为两类：调压环节损耗Preg和隔离环节损耗 Piso。各种损耗的理论推导过程较为繁琐，下面直接给出损耗的计算公式。

Preg主要包括开关管的导通损耗 Pcond_L和开关损耗Psw_L，分别为

式中，Ron_L为SL1的等效导通电阻。

式中：Ton_L和Toff_L分别为 SL1的开通时间和关断时间；Cds_L为SL1的等效体电容。

Piso主要包括开关管的导通损耗 Pcond_M和隔离变压器的铜损PCu，分别为

式中：Ron_M为SM1的等效导通电阻；RCr为电容Cr的等效寄生电阻；RCu_p、RCu_s分别为隔离变压器的原边、副边内阻；Ron_H为SH1的等效导通电阻；Ir为谐振网络电流的有效值，可以表示为［12］

与VdcM有关的变换器损耗Ptot可表示为

基于上述的损耗分析，可以发现效率优化是一个单变量单目标的优化过程，最优效率下的最优中间直流母线电压值可表示为求解如下的线性规划。

设非线性规划Ptot（VdcM），求

满足约束条件为

式中：VdcM_min为最小中间直流母线电压值；VdcM_max为最大中间直流母线电压值，取决于器件电压应力。

3　实验验证

设计了1台12 V/336 V、1 kW的样机，其低压直流母线电压变化范围为9～16 V，高压直流母线电压变化范围为250～400 V。开关管SL1～SL4选用IPP076N12N3（120 V，100 A，632 pF），开关管SM1～SM4选用IPP05CN10N（100 V，100 A，1.37 nF），开关管SH1～SH2选用SPP20N60C3（650 V，20.7 A，780 pF）。

样机的主要参数设计如下：滤波电感纹波比例ε设计为10%，对应电感值LL为6.9 μH；滤波电感采用PQ50/35实现，绕制9匝。LLC谐振变换器的死区时间（Td_SU=Td_SD）设计为200 ns；启动频率fstart为500 kHz；原边启动电流Istart_M为150 A，副边启动电流Istart_H为30 A；VdcM_nom为48 V，计算得到变压器原副边匝比为0.286∶1（即n=0.286），归算到原边的励磁电感的电感值Lm为6.54 μH，归算到原边的漏感的电感值Llk为0.82 μH。隔离变压器采用PQ50/50实现，原边8匝，副边28匝，实测Lm为6.74 μH，Llk为0.83 μH。谐振电容的电容值设计值Cr为768.7 nF，电容CrM选用1 470 nF（1 μF与470 nF并联），电容CrH选用122 nF（100 nF与22 nF并联）。

实验波形如图3所示。图3（a）～（c）为SU模式下的实验波形，运行工况为：VdcL=12 V，VdcH=336 V，Po=1 kW。图3（a）为调压环节iL、iL1和iL2的实验波形，iL的平均值为89.2 A，电流纹波（峰峰值）为8.7 A，与设计基本吻合。由于元器件的差异，iL1与iL2之间有3.4%的不平衡度，在可接受范围内。图3（b）为隔离环节工作波形，从SM3的驱动电压vgs_M和漏源电压vds_M的波形来看，开关管实现了零电压开通，关断几乎无毛刺。谐振网络内，ir滞后于vr，与理论分析吻合。图3（c）为负载切换时高压直流母线的电压波形，VdcH和vdcH分别为采用直流和交流耦合时采集到高压直流母线波形。负载切换后，VdcH的平均值从340 V跌落到331 V，稳态电压纹波（幅值）由1.97 V增大到9.3 V。在VdcL的变化范围内选取5个电压点（含最高电压和最低电压），每个电压点选取三个输出功率Po（空载，半载和满载），测试每个工作点下变换器的软开关工作特性，发现原、副边开关管均实现了软开关。

图3（d）～（f）为SD模式下的实验波形，运行工况为：VdcH=336 V，VdcL=16 V，Po=1 kW。图3（d）中的通道配置与图3（a）一样，iL电流平均值为-62.8 A，两路电流的不平衡度为2.8%。图3（e）中，从SH2的驱动电压vgs_H和漏源电压vds_H来看，开关管也实现了软开关工作，而其中谐振网络的电压vr和电流ir是采集了变压器副边端口的波形。图3（f）为负载切换时低压直流母线的电压波形。VdcL和vdcL分别为采用直流和交流耦合时采集到低压直流母线波形。切换后，电压平均值从16.35 V跌落到15.98 V，电压纹波（幅值）由124 mV增大到788 mV。在VdcH的变化范围内选取5个电压点 （含最高电压和最低电压），每个电压点选取3个输出功率Po（空载，半载和满载），测试每个工作点下变换器的软开关工作特性，发现原、副边开关管均实现了软开关。

为了测试变换器在能量反向流动时的动态响应，搭建了一个模拟测试电路，电路原理及实验波形如图4所示。图（a）中DC Source通过直流接触器S1接入电子负载，铅酸蓄电池构成低压直流母线。S1两侧分别标示为A点和B点，对应的电压分别为VA和VB。能量反向流动实验波形如图（b）所示。图中，t＜550 ms时间内，VdcL向电子负载供电，运行功率为1 kW（VdcH=336 V）；t=550 ms，DC Source输出（VdcH=336 V）使能，变换器检测到 VA电压达到阈值，变换器停止工作；550 ms＜t＜670 ms，变换器自动延时120 ms（延时的作用留给变换器充足的时间停止工作，并防止S1误触发），并发出指令闭合S1；t＞670 ms，DC Source向变换器和电子负载供电。从图（b）可见，变换器的满载动态响应时间（针对电流量）为0.23 s（变化落在5%范围内），超调量为5.8%。

图5为SU模式与SD模式下的效率特性和效率曲线。图5（a）为效率特性。高压、低压直流母线的电压均为额定值。SU模式下，最高运行效率为94.2%，满载效率为93.1%。SD模式下，最高运行效率为94.9%，满载效率为94%。可行设计时，VdcM_nom设计为 48 V。 在 Mathcad软件中计算与VdcM有关的总损耗，发现其与 VdcM呈现单调递减的规律。受限于器件开关管应力应力限制，VdcM不能无限制提高，由于开关管SM1～SM4的电压应力为100 V，保留一定裕量后，VdcM_max设计为60 V，对应的优化后的VdcM_nom为50 V。

为了验证效率优化方法的准确性，选定若干个电压点进行对比研究，得到不同VdcM下的效率曲线，如图5（b）所示。图中从上到下分别表示VdcM为60 V、50 V、48 V和36 V时的效率曲线 （不同VdcM下，VdcH不同，对比时控制负载功率相同）。由图可知，VdcM越大，效率越高，这与理论计算结果吻合。本样机中，优化后的VdcM（50 V）比初始的VdcM（48 V）在相同实验条件下，效率要高出0.2%～0.3%的效率。

图3　实验波形Fig.3　Experimental waveforms

图4　测试电路及实验波形Fig.4　Test circuit and experimental waveforms

图5　效率特性及效率曲线Fig.5　Efficiency characteristic and efficiency curves

4　结语

本文提出了一种两级式隔离型双向DC/DC变换器方案，该方案包括一个前级闭环的DC/DC变换器和一个后级开环的LLC谐振变换器。由于能量的双向流动性，隔离变压器设计需要兼顾升压模式和降压模式下的工作需求，除此之外，变换器设计时还需要考虑中间直流母线的电压对变换器效率的影响。本文给出了具体的参数设计和效率优化方法，为该类变换器的分析与设计提供了有效指导。

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Analysis and Design of Two-stage Isolated Bi-directional DC/DC Converter

ZHANG Dong，WANG Yijun
（School of Information Science and Engineering，Central South University，Changsha 410075，China）

A two-stage isolated bi-directional DC/DC converter is proposed.The converter is composed of a regulated front-end DC/DC converter and a unregulated back-end LLC resonant converter.When the energy flows from low-voltage DC bus to high-voltage DC bus，the converter is equivalent to Boost converter cascaded full bridge LLC resonant converter with output voltage doubling.When the energy flow is reversed，the converter is equivalent to half bridge LLC resonant converter cascaded Buck converter.The operational theory and key design point are analyzed，and efficiency-oriented optimization method of middle-voltage DC bus is proposed.A prototype of 1kW，12 V/336 V is build，and the optimum nominal voltage of middle-voltage DC bus is 50 V.The experimental results verify the good performance of the proposed converter.

converter；isolated；bi-directional；efficiency optimization

张东

10.13234/j.issn.2095-2805.2016.3.75

TM 46

A

张东（1991-），男，硕士研究生，研究方向为电气工程，逆变器设计等，E-mail∶wangyjcsu@163.com。

2015-09-10

国家自然科学基金资助项目（61572529）

Project Supported by the National Natural Science Foundation （61572529）

王一军（1963-），男，通信作者，博士，研究员，研究方向为控制理论与控制工程等，E-mail∶wyj861696@sina.com。