一种S波段八路串馈分配器/合成器设计

刘朋朋，戴　炜

(中国船舶重工集团公司第七二四研究所，南京 211153)



一种S波段八路串馈分配器/合成器设计

刘朋朋，戴炜

(中国船舶重工集团公司第七二四研究所，南京 211153)

摘要：给出了串馈分配器/合成器的一种综合设计方法，设计了一种S波段八路串馈分配器/合成器，实测结果在10%频带内，八路幅度分配平衡度±0.3 dB，驻波小于1.3，插入损耗0.8 dB，幅相一致性高，实测与仿真结果吻合良好。

关键词：串馈；功率分配器；功率合成器；定向耦合器

0引言

并馈形式的功率分配器通常以一分二分配器为基本单元，多级级联，方便实现2n路的功率分配，其中n为级数。相比而言，串馈形式的分配器/合成器能够灵活地把任意n个单元组件组合起来，尺寸小、效率高，被广泛用于大功率固态发射机中。串馈分配器/合成器是由不同耦合度的多个定向耦合器串接而成。这种分配器/合成器为互易网络，具有较高的效率、良好的驻波特性与端口之间隔离。

如图1所示，在固态发射机中，串馈分配器将输入功率N等分，功率分别由N个放大器放大后由串馈合成器合成输出，N可以为任意整数。串馈分配器与串馈合成器结构相同，由N个不同耦合度的定向耦合器组成，相邻的定向耦合器用传输线连接。

定向耦合器为串馈分配器/合成器的基本单元。串馈分配器每一路输出功率随该路定向耦合器耦合度的细微差异而改变，相邻两路输出信号的相位差由相邻两级定向耦合器之间的传输线长度决定。

图1　固态发射机串馈分配器/合成器使用框图

1设计理论

1.1各级定向耦合器耦合度Cn的确定

串馈分配器/合成器由不同耦合度的定向耦合器串接而成，一般以串馈分配器为例分析。如图2所示，分配器输入口至第1个定向耦合器输入口的损耗记为I1，第n个定向耦合器输入口至第n+1个定向耦合器输入口的损耗记为In+1。串馈分配器各输出口的耦合功率如表1所示。若I1=I2=I3=…=IN,则表1化简为表2。

图2　串馈分配器/合成器原理图

表1　串馈分配器各类型功率计算结果

表2　串馈分配器各类型功率简化计算结果

串馈分配器等功率输出的情况下各端口耦合输出的功率相等。得到

(1)

由公式(1)可见，Cn(n=1…N)随I1变化。在I1已知的情况下，解方程组(1)能够求得Cn。

以八路串馈分配器/合成器为例。理想情况下，串馈分配器没有损耗，I1=0，则

若损耗I1不为零，耦合度Cn随I1变化明显。从公式(1)看出，I1误差对耦合度Cn的影响从初级向末级逐渐扩大。影响I1的因素有很多，包括介质材料属性、金属材料特性、金属厚度等。本文以带状线为传输线，损耗可由公式α=αc+αd计算[1]，其中αc为导体损耗，αd为介质损耗。

1.2各级传输线长度的确定

(1) 如图3所示，若串馈分配器各输出口的相位相等，则A点需满足

(2)

其中n为整数。一般情况下，可以方便地令l1=l2，则

(3)

依此类推，串馈分配器/合成器中各定向耦合器的末端至下一级定向耦合器的首端距离为3λg/4。

串馈分配器/合成器的末级功率直接输出，G点需要满足

(4)

其中n为整数。因为lN-1=lN，则

(5)

图3　串馈分配器/合成器传输线长度示意图

(2) 串馈分配器、合成器配对使用时，对各输出口的相位没有要求，只要保证每一路信号的传输路径一致即可。即满足

(6)

BC=DE=…=HI

(7)

3综合设计

设计一种S波段一分八串馈分配器，其技术指标要求如下：

频率：f0±200MHz

插入损耗：≤1dB

驻波：≤1.3

隔离度：≥20dB

幅度不平衡度：≤±0.4dB。

设计步骤如下：

(1) 选择Rogers的板材，介电常数为2.55，如图4所示，介质厚度h1=60mil，h2=10mil。根据文献[2]计算得到I1=0.015，代入公式(1)计算得到各端口的耦合度如表3所示。表3中还列出了无耗情况的计算结果作为对比。

表3　八路串馈分配器/合成器各端口耦合度

(2) 根据耦合度Cn的计算结果，分别设计每一级定向耦合器。如图4所示，本文采用分层偏置耦合器[2-4]为基本单元。分层偏置耦合器的可变变量为w,w0,s,b，当印制板厚度选定后可变变量剩为w,w0。分层偏置耦合按照式(8)和(9)分为强耦合和弱耦合两种情况。

图4　分层偏置耦合器示意图

强耦合条件满足

(8)

弱耦合条件满足

(9)

设计分层偏置耦合器尺寸时，先假设为强耦合，在各端口阻抗匹配条件下，根据频带内各个耦合器的耦合度设计各个定向耦合器的理论尺寸。根据公式(8)、(9)，端口6～8为强耦合，端口1～5为弱耦合，带状线的尺寸根据文献[2]中的公式进行计算。

根据耦合度Cn，得到各级定向耦合器的理论尺寸如表4所示。

(3) 电磁仿真优化

使用HFSS建立的仿真模型如图5所示。各个定向耦合器隔离端连接电阻R，耦合端为输出口，相邻的两个定向耦合器之间采用长度可变的传输线调节输出端口的相位。优化后的仿真结果如图6所示。

表4　八路串馈分配器/合成器中各个定向耦合器尺寸

图5八路串馈分配器/合成器仿真模型

图6　八路串馈分配器/合成器仿真结果

4研制结果

研制的S波段八路串馈分配器/合成器如图7所示，其八路端口之间间距为40mm。表5中给出了频带内驻波的最大值，表6中给出了频带内八路幅度分配的变化范围。测试结果跟仿真结果吻合良好。

图7　八路串馈分配器/合成器实物图

Port0Port1Port2Port3Port4Port5Port6Port7Port8VSWR1.181.251.231.251.261.161.11.041.21

表6　八路串馈分配器/合成器幅度分配测试结果

实际测量结果与仿真设计结果对比发现，受I1误差影响，串馈分配器末端功率输出偏差较前端更加明显，I1误差对八路串馈分配器各端口的幅度不平衡度影响很大。根据实测结果修正I1的值能够更加准确地反映真实损耗，进而改善八路串馈分配器各端口的幅度不平衡度。

5结束语

本文先对串馈分配器/合成器设计理论进行了分析，给出了S波段八路串馈分配器/合成器综合设计方法，进而研制了一种S波段八路串馈分配器/合成器。实测与仿真结果吻合良好。与并馈形式相比，这种设计更容易实现任意路数的分配/合成，体积、损耗更小，效率更高。采用本文综合设计方法能够完成各个频段任意路数的串馈分配器/合成器的设计，具有工程指导意义。

对不等功率输入/输出的串馈合成/分配器，亦可以采用本文的理论分析方法。根据损耗I1的计算或测量结果，按照功率比的要求，计算得到串馈合成/分配器的主要尺寸。

参考文献：

[1]David M Pozar.微波工程[M].张肇仪,等译.北京：电子工业出版社，2009.7.

[2]J Paul Shelton，JR.Impedances of Offset Parallel-Coupled Strip Transmission Lines[J].IEEE Trans.on MTT,1966,14(1)：7-13.

[3]邹练锋,宋辉.基于串馈定向耦合器的三路功率合成器的设计[J].通信对抗,2012(3)：33-35.

[4]朱乙平，等.一种新型30dB双定向耦合器的设计[J].雷达与对抗,2008(3)：22-25.

Design of an S-band eight-way series-feed divider/combiner

LIU Peng-peng, DAI Wei

(No.724 Research Institute of CSIC, Nanjing 211153)

Abstract:An integrated design of the series-feed power divider/combiner is given. An S-band eight-way series-feed power divider/combiner is designed. The test results indicate that the balanced degree of the eight-way amplitude distribution is ±0.3 dB, the VSWR is less than 1.3, the insertion loss is 0.8 dB with highly consistent amplitudes and phases, which are in good accordance with the simulation results.

Keywords:series feed; power divider; power combiner; directional coupler

中图分类号：TN81

文献标志码：A

文章编号：1009-0401(2016)01-0044-04

作者简介:刘朋朋(1986-)，男，工程师，硕士，研究方向：馈线系统设计；戴炜(1983-)，男，工程师，研究方向：馈线器件设计。

收稿日期：2015-12-15；修回日期：2016-02-01