基于模块化三电平方式的中压直流配电网DC/DC换流器设计

陈宇，韩民晓，王皓界，盛万兴

(1.新能源电力系统国家重点实验室(华北电力大学)，北京市 102206;2.中国电力科学研究院，北京市100192)

基于模块化三电平方式的中压直流配电网DC/DC换流器设计

陈宇1，韩民晓1，王皓界1，盛万兴2

(1.新能源电力系统国家重点实验室(华北电力大学)，北京市 102206;2.中国电力科学研究院，北京市100192)

中压直流配电网与直流负荷、直流微电网的互联是实现直流配电网的关键，这将迫切需要一种适应于中压和低压大跨度变比的直流变压器(即DC/DC换流器)。三相双主动全桥(dual-active bridge, DAB)换流器具备可隔离、可实现双向功率流动、滤波器体积小等优点，该文基于三相DAB换流器拓扑，结合中压直流配电网DC/DC换流器高压侧电压应力大、低压侧电流应力大等特性，设计了一种基于三电平方式的DC/DC换流器模块，进而采用输入串联、输出并联的模块化级联方式设计了中压直流配网DC/DC换流器。最后，提出了换流器模块高、低压侧协调控制方式以及模块化DC/DC换流器的输入电压均分、输出电流均分控制方式，并在MATLAB/Simulink里验证了其可行性。

中压直流配网；直流变压器；三相双主动全桥换流器；三电平；高频变压器；输入串联输出并联

0 引 言

随着环境污染和能源短缺等问题的出现，具有节能环保、配置灵活、初始投资小、供电可靠性高和适合可再生能源开发等多种优点的分布式电源得到了快速发展，尤其是随着智能电网的迅速发展，分布式电源及储能单元的灵活接入成为了智能电网建设中的重要发展目标之一。功率转换系统(power conversion system，PCS)技术作为分布式电源并网和实现智能电网快速灵活控制的重要手段应用越来越广泛[1]。然而，随着微电网、柔性直流配电网的发展，对PCS提出了新的要求，功能上要求功率转换器能在不同电压等级的配电网之间实现能量的传递，同时实现功率的灵活控制和智能管理。

中压直流配电网中实现功率转换的DC/DC换流器作为PCS中的关键技术，需要适应未来直流电网发展的多种电压等级，研究一种适应中低压等级变化的DC/DC换流器，有利于直流微电网、直流负荷等与中压直流配电网互联。目前世界上对高压直流输电网和低压直流微网中DC/DC换流器的研究比较成熟，对中压直流配网中DC/DC换流器的研究有一定借鉴意义。文献[2-3]基于模块化多电平换流器(modular multilevel converter, MMC)设计了高压大功率DC/DC换流器，但是由于需要构造复杂的动、静态均压、均流电路，造价昂贵，不利于在中压直流电配网中推广。三电平技术包括二极管钳位型、飞跨电容型三电平换流器，具备能承受高电压等级、改善交流侧电能质量等优点[4]，可以应用于中压直流配电网中[5-8]。

除了满足能适应多种高电压等级的要求，中压直流配电网DC/DC换流器还要求高效率，易控制，提供双向功率流动，并在需要的时候提供冗余，这些要求可以通过双主动全桥(dual-active bridge, DAB)换流器实现[9-10]。文献[11]表明三相DAB换流器具备隔离、可实现双向功率流动、滤波体积小等优点，相较单相DAB换流器可以提供最大传输功率，减少模块化数目，有利于功率密度的提升。同时，三相DAB换流器结构可以结合高频变压器实现DC/DC换流器的轻量化、小型化等目标[12]。尽管受到变压器铁芯、绕组等材料的限制，高频变压器的功率只能达到MW级，但应用于几MW功率级别的中压直流配电网绰绰有余。

本文基于三相DAB换流器的基本结构，对传统的单相双主动全桥换流器进行优化，高压侧采用三电平方式，低压侧采用整流器并联方式，变压器环节采用高频变压器，来设计中压直流配电网DC/DC换流器模块；然后，以此为基础对模块进行输入串联、输出并联的模块化级联，设计中压直流配电网DC/DC换流器，提出模块层面的高低压协调控制方法和DC/DC换流器层面的输入电压、输出电流均分控制方法，并且在MATLAB/ Simulink里验证DC/DC换流器在稳态、负荷投切、电压跃变等多种工况下控制策略的可行性。

1 中压直流配电网与HFI-PCS

典型的中压直流配电网结构如图1所示，交流主网通过双向并网换流器(grid voltage source converter, G-VSC)与中压直流(medium voltage direct current, MVDC)配电母线相连，在并网状态下G-VSC为MVDC配电母线提供电压支撑，相当于一个直流电压源系统。MVDC配电母线通过直流固态变压器，即电力电子变压器(electronic power transformer, EPT)与低压直流(low voltage direct current, LVDC)配电母线相连，与LVDC配电母线相连的分布式电源、交直流负荷和储能系统构成一个直流微电网系统，或者直接给直流负荷供电。

图1 中压直流配电网架构Fig.1 Framework of MVDC distribution network

目前，高输入电压应用场合下的DC/DC换流器通常采用的思路是输入串联、输出并联(input-series-output-parallel, ISOP)，这种方式能够降低开关管电压应力，同时可以通过将低压低功率标准化的模块相互连接组合实现各种大功率等级，满足系统要求[13-16]。非隔离型变换器虽然结构相对简单，体积轻盈，但应用于电压传输比较大的场合时由于容易受极限占空比的限制，无法实现较大变压比，如果增加模块数目，则不利于功率密度的提升[17]。因此，采用隔离变压器的隔离型双向DC/DC变换器更适合高电压高功率场合。

本文研究的新型隔离型双向DC/DC变换器，又称为高频隔离功率转换系统(high frequency isolation- power conversion system, HFI-PCS)如图2所示。DC/DC换流器通过DC/AC/DC连接的方式将高压端和低压端通过变压器隔离，高压端采用多电平结构降低开关器件电压应力，低压端采用并联形式限流，变压环节采用高频隔离(high frequency isolation, HFI)变压器，该系统具有PCS体积小、重量轻、成本低等优点，并可避免传统工频变压器由于铁心磁饱和造成系统中电压电流波形畸变的问题，同时提高开关频率可极大地降低PCS运行噪声[1]。

图2 ISOP DC/DC换流器结构Fig.2 Structure of ISOP DC/DC converter

同时，这种新型隔离型双向DC/DC换流器是将多个DC/DC换流器模块通过ISOP方式级联，而传统的ISOP方式的DC/DC换流器的交流环节采用单相变压器连接方式，不利于大功率化的实现，随着高频变压器轻型化和碳化硅(SiC)等新一代宽禁带半导体器件的提出，三相变压器连接方式有利于多台甚至1台DC/DC换流器高压大功率的实现，且利用三相电压、电流信号解耦控制优化了控制方式。

2 DC/DC换流器模块

2.1 模块拓扑

DC/DC换流器模块拓扑如图3所示，高压端采用三相三电平NPC(neutral point clamped)结构，每个功率器件仅承受1/2的母线电压，可以用低耐压的器件实现高压大功率输入，并且通过电平数的增加改善了输入高频变压器的电压波形，减少了电压波形畸变(THD)。三电平NPC结构通过LC滤波器与三相三绕组高频变压器相连，副边2个绕组为低压端提供两路并联结构，变压器采用Y/Δ/Δ接法，防止低压端的三次谐波注入高压端。低压端采用2个三相全桥AC/DC变换器并联到同一稳压电容上构成整流电路为低压侧母线供电。高频变压器两端采用三相结构的目的是为了在并网状态下可以对逆变侧进行DQ解耦控制，实现U/f控制以调节交流侧电压和频率稳定，且整流侧采用双闭环控制。

图3 DC/DC换流器模块拓扑Fig.3 Topology of DC/DC converter module

2.2 变换器工作原理

2.2.1 三电平变换器

三电平变换器的一个桥臂可以等效为图4(a)结构，p、o、n分别代表桥臂工作在+1、0、-1状态下，整个变换器的等效结构如图4(b)所示，Lf为交流侧滤波电感，Rs为逆变器交流侧等效电阻。

由解析法可得abc静止三相坐标系下的等效模型[18]：

(1)

其中

(2)

(3)

(4)

(5)

式中：C1、C2为直流侧电容；ia、ib、ic为交流侧三相输出电流；uC1、uC2为直流侧电容电压；Sap、Sbp、Scp和San、Sbn、Scn分别表示各相对应+1和-1的工作状态。

图4 三电平变换器等效结构Fig.4 Equivalent structure of three-level converter

对abc静止三相坐标系下的等效模型进行dq变换得到dq坐标系下的等效模型：

(6)

其中

(7)

(8)

(9)

(10)

式中：id、iq为ia、ib、ic经过T3s/2r变换后的电流；Sdp、Sqp和Sdn、Sqn为Sap、Sbp、Scp和San、Sbn、Scn经过T3s/2r变换后的开关量;ω为dq坐标系的旋转角频率。

2.2.2 整流器并联

单个PWM(pulse width modulation)整流器不存在环流回路所以没有环流，而多个整流器并联运行时为环流提供了通路，可能在模块间形成环流，影响系统正常运行。根据戴维南定理，PWM整流器模块可以等效为一个理想电压源和一个输出阻抗串联，2个PWM整流器模块并联组成的系统的等效电路如图5所示，R1、R2分别为模块1和模块2的等效输出阻抗，i1、i2分别为流过模块1和模块2的电流，udc为并联模块连接处的母线电压，各模块按照外特性曲线分配负载电流，单个模块分别有以下关系：

udc=u1-R1i1=u2-R2i2

(11)

由图3可知R1=R2，当u1≠u2时，2个模块的电压电流曲线如图6所示，可知，当且仅当u1=u2时使得i1=i2。因此，在DC/DC换流器设计中，将三绕组高频变压器的两次级绕组匝数设计为相同匝数，使得u1=u2，从而实现两路整流器均流。

图5 并联系统的等效电路图Fig.5 Equivalent circuit diagram of parallel system

图6 输入电压不同时电压和电流关系Fig.6 Current-voltage diagram with different voltage input

2.2.3 高频变压器

高频变压器的高频磁性元件主要是磁芯和绕组。高频变压器使用带磁芯线圈，这样可以使磁场集中充分利用，减少电感或变压器尺寸，增加电感量或传输能量。磁芯材料要求饱和磁感应强度高，较小的磁芯截面积就可以产生较大的磁通，特别是磁芯在通过较高频率磁通时损耗仍较低，目前使用比较多的大功率高频变压器磁芯材料多为非晶合金或超微晶材料。

目前使用的绕组线包采用真空浸漆及环氧树脂灌封工艺以保障安全可靠运行，同时由于中高频所产生的趋肤效应明显，电感线的电流密度要小，所以使用专用的高频电感线。

设计的高频变压器应工作在磁特性曲线的线性段，假设磁芯没有漏磁，在理想情况下满足：

(12)

式中：U1、U2分别为初、次级电压；i1、i2分别为初、次级电流；W1、W2分别为初、次级绕组匝数。

2.3 控制和调制策略

DC/DC换流器模块虽然通过高频变压器隔离，但是高低压两端还是相互联系的，在协调控制策略的设计上应该整体考虑。如图8所示，在换流器模块的正常运行过程中，高压母线的功率从高压端模块馈入，直流侧电压由电网提供刚性支撑，模块采用U/f控制方式进行并网。高压侧三电平变换器采用(space vector pulse width modulation，SVPWM)调制方式，这种调制方法除了具有电压利用率高、开关损耗低、易于数字实现、物理概念清晰等优点之外，在三电平变换器中还能有效解决直流侧电容均压问题。

图7 高频变压器模型Fig.7 High frequency transformer model

换流器模块低压侧输出与低压母线相连，母线上主要为直流微网母线、直流负荷以及分布式电源等设备，调节母线电压稳定以保证母线上设备的稳定运行。同时，2台并联的整流器共用同一电源与稳压电容，采用统一电压外环、分别电流内环的控制方式。

图8 DC/DC换流器控制方式Fig.8 Control strategy of DC/DC converter

2.3.1 比例因子中点平衡调制

SVPWM调制方式下，只有小矢量和中矢量对中点有影响，大矢量没有任何影响[20]，因此在SVPWM调制算法中利用小矢量成对的特点，调节正负小矢量作用时间，可以达到控制直流侧中点平衡的要求。比例因子中点平衡控制的实现方法是根据直流侧上下两电容的电压差的大小，实时分配正负小矢量作用时间。

比例因子计算公式为

(13)

式中：Udc1、Udc2分别为上下2个电容的电压；U为期望得到的直流侧两电容的电压差值；ρ限制在-1～1。

正负小矢量时间分配计算方法为

(14)

式中：T为小矢量作用时间；Tp为正小矢量作用时间；Tn为负小矢量作用时间。

当ρ>0时，正小矢量作用时间变短，负小矢量作用时间变长，使得Udc1变小，Udc2变大。当ρ=1即ΔU>U时，正小矢量从矢量调制中去除，只有负小矢量作用以增大Udc2。同理，ρ<0或ρ=-1情况下也是如此，说明这种调制方式对改善中点平衡问题有效。

2.3.2 统一电压调节并联控制

目前应用广泛的并联控制策略主要有外特性下垂并联控制法、主从并联控制法、最大电流并联控制法等。由图8低压侧控制策略可见，统一电压调节并联控制法是在通信情况下，通过保证2个整流器输出相等的电压以确保2个整流器都工作在同一工作状态，避免一个整流一个逆变的严重后果发生。并且统一电压外环给出的电流内环参考信号可以将每个模块简化为单闭环控制，提高了响应速度，能实现精确的负载分配和电压控制，有利于大功率模块化的实现。

2.3.3 载波移相PWM调制

大容量整流器在提高功率因数的同时对输出谐波和开关损耗也提出了更高的要求。换流器模块低压侧的并联即多重化对降低开关频率，减少谐波含量有显著效果，此时采用载波移相的PWM调制方式有利于将换流器模块低压端的驱动电路设计为一个整体。如图8所示，以二重化三相整流器的调制方式为例，2个整流器的三角载波相位差为π，第2台整流器的三角载波相位滞后于第1台整流器三角载波半个周期[21]。

3 ISOP DC/DC换流器

为了适应MVDC高电压场合，各个DC/DC换流器模块的输入需要串联在一起，输出需要并联，以此来适应LVDC对应的电压等级。由于各个模块输入串联输出并联，所以各个模块的输入电压只承担总输入电压的一部分，输出电流只承担总输出电流的一部分，各个模块的电压、电流应力大大降低，整个换流器的效率大大提高，同时整个系统还具有冗余特性。但是输入串联输出并联的系统要面临输入电压、输出电流均分的问题，如果输入电压不能均分，承担电压高的模块将会损坏，同样，输出电流不均分对承担电流高的模块造成严重影响。因此，需要采取一定的控制方法实现输入电压、输出电流的均分。

3.1 输入电压、输出电流均分分析

ISOP DC/DC换流器的主要目标是实现各个输入电压、输出电流的均分和各个模块功率的均分。图9为两模块ISOP DC/DC换流器的等效电路拓扑，由2个如图3所示的DC/DC换流器模块构成。

当DC/DC换流器工作在稳态下时，输入电容电压、输出电流保持不变，假设2个模块的效率均为100%，此时满足：

iin=i1=i2

(15)

Uin1i1=Uin1iin=Pin1=Po1=Uoio1

(16)

Uin2i2=Uin2iin=Pin2=Po2=Uoio2

(17)

式中：iin为两模块的输入电流；i1、i2分别为两模块的输出电流；Uin1和Uin2为两模块的输入电压；Pin1和Pin2为两模块的输入功率；Po1和Po2为两模块的输出功率；Uo为换流器的输出电压。

要实现Uin1=Uin2，由式(16)、(17)可得io1=io2。同理要实现io1=io2，同样可得Uin1=Uin2。所以，在各换流器模块效率相同的条件下，实现ISOP输入电压均分就可以实现输出电流的均分，反之亦然。

图9 两模块ISOP DC/DC换流器拓扑Fig.9 Topology of two module ISOP DC/DC converter

3.2 输入电压、输出电流均分控制

文献[15]表明，输入分压电容、滤波电感对输入电压、输出电流均分的影响可以忽略，主要影响因素是隔离变压器的匝数比。由于实际系统中变压器的匝数比不可能完全相等，所以会导致各模块的输入电压、输出电流不均分。如果采用直接控制输入电压的方式，需要大量的输入侧电压采样，结合图8中 DC/DC换流器模块的控制策略，利用模块输出侧的电流采样，采用输出电流均分控制方式，可以达到同样效果，经济性更高。采用图8中的输出电流独立控制方式不具备稳定性，无法实现输入电压均分，也无法实现功率均分。设计如图10所示的交叉电流反馈控制策略，可以保证ISOP DC/DC换流器输出电流的均分[15]，图中G=kp+ki/s，Vp是SPWM载波峰值。

图10 ISOP DC/DC换流器交叉输出电流反馈控制方式Fig.10 Cross feedback output current sharing control strategy of ISOP DC/DC converter

4 仿真验证

为了验证ISOP DC/DC换流器的可行性，在MATLAB/ Simulink里搭建了换流器模块和ISOP DC/DC换流器，验证DC/DC换流器在稳态、负荷投切、电压跃变等工况下的控制策略。模块的主要设计参数：高压直流母线电压为2 000 V，低压直流母线电压为400 V，换流器最大功率为500 kW，高频变压器额定相电压变比为650 V/150 V/150 V(Yg/Δ/Δ接法)，工作频率为1 000 Hz，IGBT开关频率为10 kHz。高压侧LC滤波电感为2 mH，滤波电容为630 μF，低压侧电感为0.5 mH，高压侧稳压电容3 000 μF，低压侧稳压电容为5 μF。ISOP DC/DC换流器是5个相同结构的模块用ISOP方式级联，最大功率为 2.5 MW，高压直流母线电压为10 kV，低压直流母线电压为400 V。

4.1 稳态工况

在换流器并网的稳态工作状态下，相关波形如图11所示。图11(a)为高压直流和低压直流的电压波形，可以看出直流电压由10 kV变化至400 V，实现了较大跨度变比，且电压波动小，电压值趋于稳定。图11(b)为5个模块的高压输入侧的电压变化情况，可以发现由于模块4、5的变压器匝数比与模块1、2、3的变压器匝数比不同，初始电压的变化情况有所差异，但是随着控制方式的调节最终稳定在2 kV附近，实现了输入电压的均分。图11(c)为单个模块高、低压侧电流，结合图11(b)的电压结论可以计算换流器的效率，高压侧功率约为23.640 kW，低压侧功率约为21.632 kW，所以换流器效率为91.5%，满足要求。图11(d)为换流器模块高压侧三电平变换器交流侧输出线电压和经过LC滤波后线电压的对比，可见SVPWM调制方式下直流侧电压利用效率高，且LC滤波器对输出的三电平电压中超过1 000 Hz的成份有一定的滤除作用。 图11(e)为换流器模块高压侧三电平变换器直流侧上下电容的电压差，电压差为-12～7 V，可见在SVPWM调制中添加的中点平衡控制策略有效。

图11 稳态下相关波形Fig.11 Correlative waveform under steady state

4.2 负荷投切

低压直流母线侧负荷发生改变时，即直流侧有功功率变化时，通过负荷电阻值的改变模拟有功功率变化。从t=0 s开始空载运行，在t=0.002 s时投入80 Ω电阻负载，在t=0.01 s时投入40 Ω电阻负载，图12(a)为换流器模块高压直流和低压直流母线的电压变化情况，由于低压直流侧电容有一定初始电压，在空载状态下直流电压稍大，在t=0.002 s时投入负荷后电压趋于稳定，说明低压直流侧定电压控制有效，负荷的投切不影响输出电压。如图12(b)所示，母线电流随着负荷的投切增大，说明直流侧有功功率在增长，直流母线上的电压电流呈脉动形式，但是偏差在允许范围内。

图12 负荷投切时的相关波形Fig.12 Correlative waveform during load switching

4.3 直流电压跃变

为了验证低压直流侧适应多种电压等级的直流负荷及直流微网母线的能力，在t=0.005 s时引入400 V到750 V的直流电压跃变，观察直流侧电压的跟踪能力。图13为换流器模块高、低压侧电压波形，可以看出低压侧直流电压稳定在750 V，电压最大波动为6.67%，在±10%误差范围内，说明低压侧直流电压能可靠跟踪。

图13 高、低压侧电压波形Fig.13 Voltage waveform of high and low voltage side

5 结 论

(1)总结了现阶段中压大容量DC/DC换流器的类型，基于中压配电网直流变压器对大容量、双向功率流动、具备隔离、变压器轻型化、滤波体积小等特性提出的要求，提出了采用三相双主动全桥换流器结构的基本思路。

(2)在此基础上调研分析使用逆变器方式实现DC/AC/DC变换的可行性，设计了中压直流配电网DC/DC换流器模块，进而通过输入串联输出并联的模块化级联方式设计了适用于中压直流配电网的ISOP DC/DC换流器。

(3)设计了换流器模块的协调控制方式和ISOP DC/DC换流器的输入电压、输出电流均分控制方式，最后在MATLAB/Simulink里验证了这种DC/DC换流器的电压变换能力和控制方式的有效性。

此课题未来需要研究的方向是DC/DC换流器模块的效率、损耗问题和采用软开关降低损耗的设计以及效率对整台换流器输入电压、输出电流均分控制的影响研究，并将结合所承担的863项目和正在开展的物理模型机的研发，进一步进行实验研究。

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(编辑 张小飞)

DC/DC Converter Design of MVDC Distribution Network Based on Modular Three-level

CHEN Yu1, HAN Minxiao1, WANG Haojie1, SHENG Wanxing2

(1. State Key Laboratory of Alternate Electrical Power System with Renewable Energy Sources, North China Electric Power University, Beijing 102206, China;2. China Electric Power Research Institute, Beijing 100192, China)

The interconnection of medium-voltage DC (MVDC) distribution network with DC load, DC micro grid is the key to realize DC distribution network. Therefore, it is an urgent demand for a DC transformer which is adaptable to MVDC and LVDC (low-voltage DC) with a large voltage change (DC/DC converter). The three-phase dual-active bridge (DAB) converter has advantages of galvanic isolation, bidirectional power flow and small filter size, etc. Based on the three-phase DAB converter topology, considering the high voltage stress of high voltage side and the high current stress of low voltage side in DC/DC converter of MVDC distribution network, this paper designs a three-level DC/DC converter module. And then this paper uses a modular input-series-output-parallel (ISOP) connection to design DC/DC converter of MVDC distribution network. Finally, this paper presents a coordinate control method of high voltage side and low voltage side of converter module and a control method for the equipartition of input voltage and output current, whose feasibility is verified in MATLAB/Simulink.

medium voltage direct current (MVDC) distribution network; DC transformer; three-phase dual-active bridge (DAB) converter; three-level; high frequency transformer (HFT); input-series-output-parallel (ISOP)

国家高技术研究发展计划(863计划)项目(2015AA050102)；国家电网公司科技项目

TM 732

A

1000-7229(2016)05-0069-09

10.3969/j.issn.1000-7229.2016.05.016

2016-01-22

陈宇(1993)，男，硕士研究生，研究方向为电力电子在电力系统中的应用；

韩民晓(1963)，男，教授，博士生导师，研究方向为电力电子在电力系统中的应用等；

王皓界(1989)，男，博士，研究方向为电力电子在电力系统中的应用；

盛万兴(1965)，男，教授级高工，博士生导师，研究方向为智能配电网优化规划与高性能控制技术。

Project supported by National High Technology Research and Development Program of China(863 Program) (2015AA050102)