Ka 频段宽带双口双模馈源设计*

马世娟，王 建，邵 凯，郑 贵，司海峰

(电子科技大学 电子工程学院，成都 611731)

1 引言

喇叭馈源具有加工简单、方向性好、增益高等优点，因而被广泛应用于反射面天线中。在反射面天线中放置小型化宽带馈源可以减小遮挡效应，提高口径效率，提高雷达分辨率，是提高反射面天线系统性能的关键部件［1］。馈源喇叭的交叉极化、驻波比、边缘照射电平等不同程度地影响着天线的增益，其中口径分布决定远场辐射方向图，因而对反射面天线影响较大［2］。因此，选择合适的边缘照射电平可以提高反射面天线的口径效率与增益。

早期的反射面天线主要采用四喇叭单脉冲馈源或十二喇叭单脉冲馈源，但这些馈源的和差矛盾突出，前馈对电磁波的遮挡较大，天线效率低，副瓣电平高［3］。四喇叭三模单脉冲馈源［4］虽然较好地缓解了馈源的和差矛盾，但因大口径馈源对反射面天线的遮挡效应造成副瓣电平被抬高，影响天线的辐射性能。文献［4］设计了一种多喇叭多模馈源并讨论了相位中心的问题，同时将计算所得的远场方向图与测量结果做了对比。文献［5］验证了魔T 可以拓宽馈源的工作带宽，并对双模喇叭单脉冲馈源进行设计，利用魔T 的宽带特性进行改进，使馈源的带宽由5%提到19%，但是，并未验证天线相对带宽的改善性能。文献［6－7］设计前置馈源单反射面天线，尽管降低了反射面天线的设计复杂度，但是前置双馈源增加了天线口面的遮挡效应，且对双馈源的相位同步要求较高。文献［8－9］针对卫星通信设计了波束宽度为4°的Ku/Ka 双频段多模式单脉冲跟踪卡塞格伦天线系统，但是该双反射面天线馈源的和差比较器结构复杂且体积较大。文献［10－11］设计了极化扭转卡塞格伦天线系统，其馈源采用传统的四喇叭结构［10］、五喇叭结构［11］，尽管各端口驻波比性能较好，但是馈源喇叭方向图主瓣宽度较宽，副瓣电平较高。

针对上述问题，结合卡塞格伦双反射面天线对馈源的要求，本文设计了一种Ka 频段宽带双口双模馈源，该馈源采用后馈形式的双频段极化扭转技术简化支撑结构，减小两个波端口的遮挡，能够提高其工作效率，且该馈源具有结构简单、体积小、馈电简单、工作频带宽、隔离度高等特点。测试结果表明，设计满足卡塞格伦天线对馈源的指标要求。

2 馈源设计

本文设计的Ka 频段宽带双口双模卡塞格伦反射面天线馈源由和差比较器、过渡波导段、检测波导、模生成器和馈电器组成。为检测馈源工作性能，在过渡波导段安装检测波导装置。Ka 频段馈源结构模型如图1 所示。

图1 Ka 频段馈源模型Fig.1 The model of Ka－band feed

Ka 频段宽带双口双模馈源利用模生成器提供所需的TE10模和TE20模，并控制其幅度与相位来产生符合要求的波束。具体工作过程为:天线接收到的信号到达馈源双喇叭口后激励起TE10模和TE20模，TE10模依次经过主波导、激励波导和过渡波导段到达和差比较器中的E 折叠魔T，相加后从S 和口输出所需的S 面和信号，相减后从E 差口输出所需的E 面差信号。TE20模进入和差比较器后在两个H面折叠魔T 的E 壁分别激励出H 差信号，两个H 差信号经过3 dB电桥后从H 差口输出所需的H 面差信号。

3 和差比较器设计

和差比较器是整个馈源结构中重要部分，由一个E 折叠魔T、两个H 折叠魔T、3 dB电桥和弯波导组成，其中3 dB电桥两个输出端口的信号等功分、相位相差180°。为了将设计的Ka 频段馈源与文献［12］中设计的X 频段馈源组合成双频段馈源，本设计采用圆环状的和差比较器结构，如图2 所示。

图2 和差比较器模型Fig.2 The model of sum－difference comparator

针对标准E 折叠魔T 内部存在不连续性问题，通过在E 臂和H 臂处添加过渡阶梯抵消由于标准魔T 内部存在不连续性产生的电磁波反射。HFSS仿真结果表明，E 臂的E 口得到了较好的阻抗匹配。通过在E 折叠魔T 中带有阶梯的圆柱以及添加台阶的方式进行优化，使得E 口和H 口的驻波特性得到改善。经仿真优化后其E 口和H 口在中心频率为f0的绝对带宽B 为2 GHz范围内驻波比小于1.4，隔离度大于50 dB。

同理，针对标准H 折叠魔T 内部存在不连续性问题，通过在不连续处放置匹配金属圆柱销钉、波导窄边添加过渡阶梯、在H 臂末端的宽边加入过渡阶梯的方法解决阻抗匹配问题。经过仿真优化，中心频率为f0的绝对带宽4 GHz范围内驻波比小于1.6，隔离度大于50 dB，优于文献［5］中设计的E 折叠魔T 的性能指标。

为了降低X 频段、Ka 频段组合成双频段馈源的体积，采用弯波导设计了圆环形的和差比较器，如图2 所示。采取倒角设计消除弯波导在拐角不连续处引起传输波的反射，其中，内外倒角的关系为R=r+b(a)，R 表示倒角外半径，r 表示倒角内半径，b 和a 表示矩形波导的口径尺寸。经过对弯波导的仿真优化后，倒角后的弯波导驻波比小于1.014。

将设计的各结构组合成和差比较器，并对其进行仿真优化，仿真结果显示，在绝对带宽2 GHz范围内，S 和口、E 差口、H 差口的驻波均小于1.4，E 差口与H 差口之间、H 差口和S 和口之间的隔离度大于55 dB。由于E 差口和S 和口位置靠近引起耦合、魔T 中加入不对称的调配结构使魔T 结构的对称性遭到破坏等原因引起了和差比较器内部的不匹配，E 差口和S 和口间的隔离度大于35 dB。

在抛物面天线中，馈源喇叭口径越小，辐射场波束就越宽，然而在副反射面天线尺寸较大的情况下，要求展宽波束使其达到抛物面天线要求的边缘照射电平，因此对馈口进行“收口”是必要的。由于特性阻抗不同，在4 个喇叭口与双喇叭馈电器直接连接后的不连续处将会产生阻抗失配，驻波系数变大。采用阶梯阻抗变换器设计馈源过渡波导段结构来解决接口处失配的问题，并采用在过渡段末端加入销钉，解决阶梯结构引入的容性电抗问题。

4 模式生成器设计

本设计采用H 模生成器获得所需的TE10模、TE20模，即主波导连接两个激励波导。主波导中传输高次模，激励波导中仅传输主模TE10模，根据高次模传输条件计算出主波导的尺寸为10.26 mm×3.2 mm。

当两个激励波导中传输等幅同相的TE10模时，经过不连续面后在上、下两个喇叭口的主波导内分别产生的TE10模合成S 和方向图;当两个激励波导中传输等幅反相的TE10模时，经过不连续面后在上、下两个喇叭口主波导内激励出的TE20模合成了H 面差方向图;上面的主波导与下面的主波导传输等幅反相的TE10模后形成E 面差方向图。

5 馈电器设计

设计馈电器时需综合考虑X 频段与Ka 频段的相互影响，采取在X 频段与频段的辐射口之间加了两个扼流槽的方法来避免沿着辐射口面传播的电磁波进入到彼此的馈源口中以达到隔断感应电流的目的。

为了改善X 频段与Ka 频段的辐射特性，在辐射口前端添加金属调配器结构。在一定范围内，金属调配板越大，X 频段辐射特性越好，但增加金属调配板尺寸会对Ka 频段波的传播产生遮挡。针对以上结构不能较好地反应X 频段与Ka 频段的辐射特性的问题，本设计采用调配板内部开槽的方法改善X/Ka 频段的辐射特性。馈电器的仿真模型如图3 所示。经仿真优化后馈电器在工作频段内的驻波比小于1.45，在不影响X 频段辐射特性的前提下减小了对Ka 频段的遮挡从而提高了Ka 频段的辐射特性。

图3 馈源端口模型Fig.3 The model of feed port

6 仿真与测试

对图1 所示的馈源整体进行仿真优化，工作频带内的S 和口、H 差口、E 差口3 个端口的驻波比与3 个端口间的隔离度如图4 所示。3 个端口的驻波比均小于2，3 个端口间的隔离度均大于35 dB。

图4 馈源各端口仿真结果Fig.4 Simulation results of feed ports

组合的X/Ka 频段馈源用HFSS 软件建模仿真，如图5(a)所示。馈源中过渡波导段的直波导长度对整个馈源系统驻波影响较小，故本设计增加了Ka 馈源中直波导的长度，使Ka 频段馈源的和差比较器以及过渡波导段均在X 馈源预留的空间中。同时，X 频段与Ka 频段的辐射口在同一个平面 内，组成了体积 为311.3 mm× 98.2 mm×67.8 mm的X/Ka 双频段馈源，提高了馈源的工作带宽。馈源实物如图5(b)所示，馈源辐射口面采用介电常数为2.2 的介质板密封。

图5 X/Ka 频段馈源Fig.5 The X/Ka－band feed

用AV3617 标量网络分析仪对馈源工作频段内各端口的驻波比与端口间的隔离度进行测试，在工作频带内实测的驻波比与3 个端口间的隔离度如图6 所示。测试结果表明，3 个端口实测的驻波均小于2，S 和口与H 差口间的隔离度小于－32 dB，S 和口与E 差口间的隔离度小于－25 dB，E 差口与H 差口间的隔离度小于－34 dB，满足工程指标对馈源隔离度的要求。

图6 馈源各端口测试结果Fig.6 Test results of feed ports

对设计的馈源的方位面与俯仰面的和、差归一化方向图进行测试，其中在中心频点f0处的测试结果与仿真结果如图7 所示。

图7 频率为f0时和、差归一化方向图Fig.7 The sum and difference normalized pattern at f0

由图7 可以看出，方向图在±60°位置的归一化增益均在－14～－20 dB范围内，初级归一化和方向图的对称性较理想，方位面归一化和方向图的测试结果与仿真结果较为一致。仿真的交叉极化归一化方向图最大增益为－16 dB，最小增益值偏离±18°为－35 dB。上、下边频方位面与俯仰面的和、差归一化方向图仿真结果与实测吻合较好，且交叉极化符合指标要求不影响天线工作性能。与文献［11］设计的馈源相比，本文设计提高了馈源的工作频率范围，但是由于加工精度及装配平衡度的影响，馈源俯仰面归一化和方向图在负角度有一定的偏移，方位面归一化差方向图在0°附近与仿真结果的零陷趋势不一致，且发生偏移，方位面归一化和方向图、俯仰面归一化差方向图的测试结果与仿真结果较为一致，且差方向图零值深度均小于－25 dB。

7 结束语

本文设计了一种用于极化扭转卡塞格伦天线的Ka 频段双口双模馈源，且可与X 频段馈源组成双频段馈源。该馈源采用圆环状的和差比较器，与文献［8－9］的双频段馈源相比，降低了馈源的体积。通过对E 折叠魔T 添加过渡阶梯、圆柱销钉与金属调配板等，改善了其阻抗匹配性能，与文献［5］设计的E 折叠魔T 相比，提高了工作带宽。测试结果表明该馈源的工作带宽、驻波比、隔离度及增益满足卡塞格伦天线对馈源设计的指标要求，并得到试验及测试验证。

测试过程中发现，馈源俯仰面归一化和方向图在负角度与仿真结果相比有一定的偏差，方位面归一化差方向图在0°附近与仿真结果的零陷趋势不一致，这可能是由于馈源器件加工精度及装配平衡度造成的，需要进一步研究。

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