VHF频段大功率宽带滤波器的设计与实现

贾建蕊，王 烨

（1.中国电子科技集团公司第五十四研究所，河北 石家庄 050081；2.西安邮电大学，陕西 西安 710121）

VHF频段大功率宽带滤波器的设计与实现

贾建蕊1，王 烨2

（1.中国电子科技集团公司第五十四研究所，河北 石家庄 050081；2.西安邮电大学，陕西 西安 710121）

针对VHF频段大功率宽带带通滤波器设计中的问题，提出了一种梳状线滤波器设计的新方法——强加载电感耦合法。内导体采用T型带下拉结构，实现腔体小型化；合理布局腔体空间，实现了大功率的需要；内导体之间用导线连接，实现腔间强磁耦合达到相对带宽19%的要求；基于部分模型与整体模型相结合的方法，通过HFSS（高频电磁仿真软件）建模进行了仿真和优化设计。论述了该滤波器的实现方式，并给出了测试结果，验证了该设计方法思路正确，设计效率较高。

小型化；大功率；强磁耦合；强加载

0 引言

VHF频段的宽带大功率带通滤波器，适用于VHF频段大功率通信系统，用来滤除带外杂散和干扰信号。目前在VHF频段的通信系统上广泛使用的滤波器存在很多不足：如腔体形式的滤波器可承受大功率［1］，但体积较大，重量较重，不能满足小型化的使用要求；微带线滤波器、LC等集总参数滤波器、介质滤波器、声表面波滤波器虽然都能实现小型化设计，但插入损耗一般较大，且不能承受大功率，使用受到很大限制。

目前通信设备仍然不断在向大功率、小型化继续发展，相应的通信系统中滤波器的大功率、小型化成为必然要解决的问题。通过强加载法有效地减小了滤波器谐振腔的体积；采用电感耦合法，实现滤波器的宽带要求；采用梳状线结构配合线切割加工工艺，合理布局腔体空间，在满足功率要求的前提下，最终实现了VHF频段的宽带带通滤波器的小型化设计。

1 总体设计思路

腔体结构的滤波器设计灵活，具有较高的Q值，可承载较高的射频功率，适合设计有大功率、小型化需要的带通滤波器。相对于螺旋滤波器来说，腔体形式的滤波器结构规则，在三维电磁场仿真中，数据计算量不大，仿真较快。众多的腔体滤波器大致分为4种结构：波导、同轴、梳状和交指，波导结构体积较大，VHF频段一般不选择；同轴仅适合带宽较窄的滤波器［2］；交指型滤波器可实现宽带带通滤波器，但结构较复杂，体积不是最小的结构［3］；梳状线滤波器的体积比较小，但难以做到较宽的带宽［4］。

滤波器的设计步骤如下：

①首先根据工作频率、带宽以及承受功率确定滤波器实现的结构方式；

②根据工作频段、插入损耗以及抑制度要求，计算滤波器所需要的腔数；

③用软件Designer设计原理图，通过原理图或公式计算得到耦合系数以及输入、输出群时延，作为三维电磁场仿真的理论值；

④用三维电磁场仿真软件，根据以上3步建立模型并仿真，得到整个滤波器的三维模型；

⑤根据三维模型，考虑加工方式，画二维结构图，生产加工调试。

在整个滤波器设计过程中，要想设计精确，后期调谐任务小，三维电磁场仿真就要占用一段很长的时间，选取的仿真方法决定仿真的准确性和仿真时间的长短。滤波器的三维电磁场仿真分为整体模型仿真和部分模型仿真。众所周知，HFSS三维电磁场仿真软件本身采用的是有限元数值算法，相对于矩量法和积分法来说，具有较高的仿真精度，但其数据处理量相对较大，对于一般的计算机，计算量有限，如果一直用整体模型仿真［5］，计算速度相对较慢，仿真时间较长。因此，在初期耦合仿真中，采取部分模型仿真，得到初步模型数值后，再采取整体模型仿真方法，不仅能保证模型的精确度，还能节约仿真时间。

2 关键技术

2.1 腔体小型化设计

梳状线滤波器的加载电容做得较大时，谐振杆约为λ／8，或更短些，可使滤波器体积很小。同时，梳状线滤波器在第一通带上有很宽的阻带［6］。交指型带通滤波器虽然有很多优点，带宽也可以做的较宽，但谐振杆长度是λ／4，在体积上不如梳状线有优势。因此，为了实现腔体的小型化设计，主要对梳状线结构谐振腔做了详细的分析。

梳状线谐振腔最容易实现的方式是λ／8谐振杆与对端加载调谐螺钉，谐振杆可以加工成圆形的，也可以加工成方形的。为进一步缩小体积，谐振杆顶端加工成圆盘状，短路端加载耦合电容，如图1所示，增大R和h可增加电容耦合量，降低谐振频率。在谐振频率一定的情况下，增加加载电容，可以缩短谐振杆的长度，即减小谐振腔体积。

图1 单腔加载结构

如果想进一步缩短谐振杆的长度，就需要用到如图2所示的伞状结构了，在该结构中还可以通过增加L值来降低频率。

图2 单腔强加载结构

鉴于伞状结构不易加工和安装，进一步改进，把谐振杆结构改成方杆，伞状结构也可以改为T型下拉结构，整个腔体和谐振杆就可以一起线切割出来，不仅能提高加工精度，减少安装时带来的误差，而且大大减少安装工序，保证滤波器的稳定性。

无载Q值是微波谐振器设计中主要考虑的参数之一，无载Q值表征谐振器的固有损耗，Q值越低，损耗越大，其定义式为：

式中，ω0为角谐振频率；WT为平均存储能量；Ploss为谐振器消耗的功率［7］。因此，为了减少滤波器的插入损耗并改善其选择性，需要使用高Q值的谐振器。用HFSS建立VHF频段的T型梳状线下拉结构模型，进行三维电磁场仿真，腔体Q值约为2 500，损耗较小。

2.2 滤波器的带宽设计

腔体滤波器的带宽主要是通过滤波器腔体之间的耦合结构来实现，带宽越宽需要的耦合量越大。通常，滤波器通带的相对带宽＞15%时，滤波器的设计可以选用交指线结构，相对带宽＞5%时，选用梳状线结构，相对带宽在＜5%时，采用同轴腔体结构［8］。

腔体之间的耦合有电场耦合、磁场耦合以及电场、磁场混合耦合方式，对于腔体耦合结构来说，电场、磁场耦合不好区分，通常都是电场、磁场混合耦合方式。

电场耦合比较容易实现的方式是通过在谐振腔间电场较强的位置开偶合窗口来实现（在腔体壁上加探针或者电容片，不容易加工），对于同轴腔滤波器来说耦合窗口越大耦合量越大。电场耦合Ke为：

式中，fm为2个谐振腔间为理想磁壁时的谐振频率；fe为2个谐振腔间为理想电壁时的谐振频率。电场耦合时fm＞fe［9］。

当同轴腔体之间耦合窗口一定大时（针对不同的频段的同轴腔窗口大小不一样，要根据实际的电磁场分布来确定），电场耦合就转换为电场、磁场混合耦合方式了。当同轴腔之间的金属壁完全去掉时，同轴腔滤波器就转化为疏状线滤波器。因此相同工作频段，疏状线滤波器的工作带宽较宽。电场耦合的特点是阻低频通高频，实现的滤波器低端抑制度高，高端抑制度略差。

磁场耦合是通过在谐振腔之间磁场较强的位置开耦合窗来实现，和电场耦合一样，也是窗口越大耦合越强，当窗口大到一定程度转换为电场磁场混合耦合方式。磁场耦合系数Km为：

式中，fm为2个谐振腔间为理想磁壁时的谐振频率；fe为2个谐振腔间为理想电壁时的谐振频率。磁场耦合时fe＞fm。

磁场耦合也可以在两谐振杆之间加导线来实现，导线与两谐振腔间形成一个闭环，穿过该闭环的磁场越大，耦合量越大。对于梳状线滤波器，磁场耦合容易实现，不需要介质支撑，结构稳定，最主要的是耦合量较大，可实现较大带宽，甚至可以和交指滤波器相媲美，但体积上却比交指滤波器小1倍。其耦合结构如图3所示。

磁场耦合滤波器，谐振杆间的耦合是靠磁感应线来实现电磁场的传递的。磁感应线和电感耦合原理是一样的，其特性为阻高频通低频，因此依据该原理做的带通滤波器通常是低端抑制度略差，而高端抑制度非常好，适用于对高端有较高要求的滤波器设计或者低通滤波器。当然，磁场耦合滤波器也可以和一个高通滤波器串联使用，以达到理想的抑制度。

图3 滤波器腔间耦合结构

由于腔体滤波器不易区分耦合方式，观察式（2）和式（3），可以将耦合公式综合为：

在仿真中，无论是电场耦合还是磁场耦合或者是混合耦合方式，都可以用式（4）来计算耦合系数。

3 实例设计与实现

以VHF频段滤波器为例用强加载电感耦合法进行设计，其通带是190～230 MHz，插入损耗≤1 dB，在130 MHz处抑制≥80 dB，在250 MHz处抑制≥60 dB，通带内驻波≤1.3；承受功率≥400 W。

通过计算，滤波器的相对带宽为19.05%，根据工作频段以及抑制度的要求，确定用八腔梳状线结构来实现。

用DESIGNER软件建立原理图，并求取外界Qe值和腔间耦合系数：Qe＝4．24；k12＝0．178 26；k23＝0．119 99；k34＝0．109 95；k45＝0．107 84。

3.1 建模与仿真

用三维电磁场仿真软件根据指标要求，用部分模型仿真的方法，建立模型，通过仿真优化，得到三维模型。腔体高168 mm，谐振杆呈T型带下拉结构，谐振杆高159.8 mm，中心频率的1／8波长为178.6 mm，整个腔体的高度比1／8波长还要小一些，尽量实现了该频段的小型化设计。

带通滤波器各谐振器之间的耦合在输入输出端腔之间耦合最强，然后越靠近中间，依次减弱，中间两腔之间耦合最弱。基于以上原理，在设计滤波器腔间耦合结构时，耦合量最强的为1、2腔（输入输出除外），只要这两腔的耦合量达到所需量，其他腔间耦合结构就可以实现。

采用部分模型仿真法，在HFSS中建立相邻腔模型进行仿真，采用电感耦合，即在两谐振杆之间搭焊导线以增强两腔之间的耦合。改变导线线到短路端的距离，可以改变相邻腔间的耦合量。仿真发现，当导线距短路端63 mm时，两腔的耦合量为0.178 3，该结构可以很容易地达到1、2腔间的耦合量。当导线距短路端更远时，腔间的耦合量会更强一些，即该结构可实现带宽更宽的带通滤波器。

采用部分模型法，建立输入输出模型，输入输出结构采用较常见的抽头法，进行粗仿真。最后用整体模型仿真法［10］建立整体模型，进行仿真优化，得到滤波器的整体结构模型。

3.2 结构实现

根据三维电磁场仿真模型，分析结构，八腔滤波器用2个镜面对称的腔体结构来实现，其剖面图如图4所示。2个腔体的盒体及谐振杆由线切割一体成型，2个腔体之间隔板隔开；腔体两侧是2个盖板，谐振杆对端有调谐电容，整个腔体无介质填充，且腔内结构紧凑，空间分布合理，满足通信设备大功率的要求。

图4 滤波器剖面结构

3.3 测试结果分析

完成调试后，用矢量网络分析仪对滤波器进行测试，测试结果如图5所示。

图5 滤波器测试结果

滤波器设计了调谐电容，其频率可以很容易地调谐到指定频率。由图5可以看出，仿真结果满足设计指标。中心频率f0＝210 MHz，1 dB带宽44 MHz，比设计要求带宽略宽，解决了高低温情况下温漂问题，即在较恶劣的环境下也能够满足指标要求。

4 结束语

设计实例证明，强加载电感耦合法能够很好地实现VHF频段宽带大功率带通滤波器，满足设计需要，在实现功率及抑制度要求的情况下，实现了体积尽量小型化，并且其结构合理、稳定，符合长期使用要求，维修率低。电感耦合法使梳状线滤波器实现了19%的带宽，为梳状线滤波器实现宽带带通滤波器提供了一种新方法。

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Design and Implementation of VHF Band Wideband and High-power Filter

JIA Jian-rui1，WANG Ye2
（1．The 54th Research Institute of CETC，Shijiazhuang Hebei 050081，China；2．Xi’an University of Posts and Telecommunications，Xi’an Shaanxi 710121，China）

In view of the problems in wideband and high-power band-pass filter design，a novel design method of comb line filter is put forward，named as strong loading and inductive coupling method.In this method，The T-type structure of the resonator rods is used to implement the miniaturization design of resonator，the cavity space is distributed reasonably to meet the requirement of high power，and two adjacent resonator rods are connected with leads to meet the requirement of 19%bandwidth for inter-cavity magnetic coupling. Based on the method of combining sub-part model and overall model，the simulation and optimization design of a band-pass filter are performed by HFSS modeling.Finally，this paper describes the implement method of this filter and presents the test results.The results show that this design has correct idea and high efficiency.

miniaturization；high-power；magnetic coupling；strong loading

TN713

A

1003－3106（2015）10－0063－04

10.3969／j.issn.1003－3106.2015.10.17

贾建蕊，王 烨.VHF频段大功率宽带滤波器的设计与实现［J］.无线电工程，2015，45（10）：63－66.

贾建蕊女，（1981—），硕士，工程师。主要研究方向：微波散射通信。

2015-07-20

国家自然科学基金资助项目（61071104）。

王 烨女，（1980—），硕士，讲师。主要研究方向：光信息传输与处理。