多机光伏并网逆变器的环流改进重复控制策略

庄丽

（包头职业技术学院电气工程系，内蒙古 包头014030）

欧洲光伏产业协会（EPIA）发布的数据显示，2013年全球光伏新增装机容量为3 700万kW，比2012 年增长了24%，光伏产业发展的潜力巨大。传统单机光伏并网逆变器由于受容量的限制不能满足大功率光伏发电的需求。逆变器并联已经成为解决该问题的必然选择［1-2］。但是模块并联引起的环流问题会增加系统损耗和降低系统效率［3-4］。因此研究三相光伏并网逆变器并联的零序环流抑制方法具有重要意义。

文献［5］提出了采用独立的直流源或者交流变压器阻断环流的通路，该方法能够实现环流的抑制，但是会增加光伏逆变器的体积和成本，这违背了光伏逆变器发展趋势。Sato 和Kataoka 在文献［6］中的零序分量提供较高的阻抗，但是该种方法只是能够抑制中高频环流分量，对于并联逆变器中的低频分量抑制效果较差。Chen 在文献［7］中提出了采用HEPWM 抑制并联环流的方法，但是该方法在低调制比时控制的效率很低。文献［8-9］提出了一种非线性的控制方法，但是该算法非常复杂，不适合实际情况中进行运用。文献［10-12］提出了一种交错的空间矢量调制，该方法虽然能够降低系统的电流总谐波畸变率，但是会增加系统的开关频率。文献［13-15］利用零序PI 控制器对空间矢量脉宽调制中零矢量的分配进行调节，这种方法易于实现，具有较好的控制效果。

1 三相逆变器并联的零序环流模型

本文中并联光伏逆变器系统为共直流母线交流侧直接并联的结构，环流路径形成如图1 所示。理想情况下，如果2 台逆变器的参数和控制输出电流都保持一致，并不会产生环流。但是在实际情况下，由于并网电抗器差异和算法控制时间延迟、死区等因素的干扰会使并联光伏逆变器系统产生环流。

图1 三相并网逆变器并联的拓扑结构Fig.1 Topology structure of parallel connection system of three-phase PWM inverter

选取直流电源负极为参考点，并联三相并网逆变器在三相静止坐标系下的平均模型可表示为

式中：ua，ub，uc为电网电压；uN为电网中性点电压；io为电网电流ia，ib，ic之和；da，db，dc为并联逆变器的桥臂输出占空比；L为滤波电感；C为直流侧C1和C2电容之和；udc为输入电压值。

对于单台三相逆变器，由于不存在环流通路，零序电流为零。对于并联的三相逆变器，由于环流通路的存在产生环流，且2 台逆变器的环流大小相等，方向相反，如下式所示：

在三相坐标系下很难实现对其精准控制，因此需要对三相逆变器进行坐标变换。将逆变器的A 相、B 相和C 相变换到两相同步旋转坐标系下，对于并联的逆变器拓扑结构，由于零序分量的存在，需要将A相、B相和C相转化成dq0坐标系。

本文定义坐标变换矩阵为

通过上述坐标变换，三相静止坐标系下交流量变换成两相同步旋转坐标系下的直流量为

根据基尔霍夫定律可知，图1 的交流侧的公式为

式中：ix1和ix2为控制并网电流，x为a，b，c；dx1，dx2为逆变器1和2占空比，x为a，b，c；do1，do2为并联逆变器1，2 的零序占空比；Ln为滤波电感，n为1，2；Vdc为输入电压值。

从式（8）得到环流公式为

式中：do1,do2为并联逆变器1,2的零序占空比。

2 基于SVPWM的环流抑制原理

零矢量和非零矢量的作用时间不同，不会影响逆变器系统的交流侧电流和直流母线电压。因此可以通过控制逆变器的零矢量的作用时间来控制零序电流。

对于SVPWM 最优的开通时间如图2 所示，在1 个PWM 开关周期内，可以对零矢量的作用时间进行实时控制，从而可以控制零序电流。假设零矢量V0的作用时间为（d0/2-2y）T，零矢量V7的作用时间为（d0/4+y）T。其中y的取值为［0，d0/4］，因此零矢量的作用时间为［0，d0］。

通过上述分析可知零序矢量占空比为

图2 矢量分配图Fig.2 Distribution diagram of vectors

因此零序电流占空比之差为

式中：yi为逆变器对零矢量的修正值，i=1，2。

因此对于并联的逆变器系统，只要控制1 台逆变器的环流，就可以实现并联逆变器系统的环流抑制，因此设y2=0。

将式（11）简化为

式中：d11，d12为第1 台逆变器的矢量开通时间；d21，d22为第2台逆变器矢量开通时间。

因此零序电流在同步坐标系下的模型可以化简为

3 环流的抑制方法

3.1 传统环流抑制方法

假设2 台逆变器给定的电流值是相等的，PI调节器输出的电压给定是相等的，因此d11=d21，d12=d21。因此零序电流可以转化为

Udc在恒定时，对式（14）做拉普拉斯变换，得到

通过式（15）可以看出，将零序电流和电流给定进行做差，然后通过PI 控制器对偏差进行控制，得到修正值y1如图3所示。

图3 PI 控制框图Fig.3 Diagram of PI control strategy

通过不断地修正y1值进行实时地控制零矢量的作用时间抑制环流，这种方法虽然取得了一定的效果，但是该方法动态响应差，本文提出的具有动态响应快，控制精度高的重复控制能够克服上述缺点。

3.2 本文提出的改进重复控制环流抑制方法

本策略以载波周期作为重复控制的补偿周期，与PI 控制一起调整SVPWM 占空比，实现对并联逆变器环流的抑制，大大提高了抑制环流的精度和动态响应特性。如图4所示。

图4 重复控制补偿的PI 控制器Fig.4 Repetitive control compensation PI controller

此时系统的控制框图如图5 所示，对于第1台逆变器来说，需要对逆变器的零序电流进行控制，首先对第1台逆变器三相电流进行采样，然后将三相电流之和与给定的电流进行做差比较，误差通过重复控制补偿的PID控制器得到零矢量的修正值y1，最后对SVPWM矢量进行修正。

图5 系统控制框图Fig.5 Control strategy diagram of the system

4 仿真结果分析

为了对上述环流抑制控制方法的有效性进行证明，对并联逆变器进行环流仿真。仿真参数为：直流电压600 V，开关频率5 000 Hz，输出频率50 Hz，桥臂电感3/5 mH，直流电容4 500 μF，

图6为1台逆变器单独工作时的A相电网电压和A相电流的波形。从图6中可以看出电流的大小、相位和频率控制得很好。

图6 A相电网电压与A相电流Fig.6 Phase A grid voltage and current

在正常光伏并网逆变器的并联系统中，滤波电感的大小相等，模块之间的给定电流也是相等的。图7为滤波电感和给定电流分别相等时的环流仿真波形。图7 中可以看出传统的PI 控制和改进的重复控制均能够实现环流的抑制，但是改进的重复控制会略好于PI控制。

图7 滤波电感为3 mH给定电流为30 A时的实验结果Fig.7 Experiment results when the filter inductors is 3 mH and the reference current is 30 A

实际情况下，光伏并网逆变器的并联电感值可能存在一定的不同，图8 为滤波电感不等时给出的仿真波形，滤波电感分别为3 mH 和5 mH，从图8中可以看出不进行控制时电流发生了很大的畸变，加入控制之后，改进的重复控制波形质量和环流抑制都优于传统的PI控制。

图8 滤波电感分别为3 mH和5 mH，给定电流为30 A时的实验结果Fig.8 Experiment results when the filter inductors are 3 mH，5 mH and the reference current is 30 A

5 结论

本文提出了一种基于并联逆变器系统的环流抑制改进的重复控制。通过分析并联逆变器的环流模型，给出了从SVPWM 调制进行环流抑制的方法，该方法不仅实现简单，而且能够取得良好的效果。最后通过仿真验证了改进的重复控制对于并联逆变器系统的环流抑制方法优于传统的PI环流抑制方法，而且在电感不等时效果更优。

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