电磁探头的瞬变发射电流采集电路设计

张守伟，臧德福，管林华，侯伟东

(1.胜利油田博士后科研工作站，山东东营 257096;2.中石化胜利石油工程有限公司测井公司，山东东营 257096)

0 引言

在油田测井领域，以瞬变电磁理论为原理的电磁探伤测井技术实现了对油管、套管损害状况进行测试［1］。在油田测井服务中成熟的仪器有俄罗斯EMDS－TM－42T和俄罗斯MID－K仪器，近年，瞬变电磁探测技术逐步向套管外延伸，可穿透套管进行管外电阻率的测量［2］，发展为瞬变电磁法过套管电阻率测井这一新的技术。

瞬变电磁仪器的核心部件之一是电磁探头，由于井眼尺寸的限制，发射线圈和接收线圈绕制在同一个骨架上，并装入磁性材料，制作在一起称为电磁探头。进行探头制作，电磁探头性能直接影响测量信号的质量，对电磁探头的电性特征进行实验测试时，探头发射电流需要实时监测。另外，研制瞬变电磁仪器也需要对电磁探头的发射电流进行实时测量，作为一个重要的仪器测量数据上传。为此，本文针对电磁探头发射电流的采集设计了电路系统，实现方法是通过大功率电阻把电流信号进行取样，输入到运算放大器放大为可测量的电压模拟信号，再经过线性光耦隔离变换最终输出到单片机A/D端口进行实时采集。

1 串入电阻实现电流取样

瞬变电磁仪器发射的信号是周期性重复的双极性脉冲，双极性脉冲激励波形有矩形波、半正弦波和梯形波等。在测井中，探伤仪器使用双极性矩形波。双极性矩形脉冲的发射频率是每秒产生的矩形脉冲数，周期为T的脉冲序列，则发射频率f=1/T。双极性脉冲通过H桥电路进行发射，直流电源加载于H桥上端，H桥下端接地，发射线圈的2个引线连接在桥壁上，正向和反向发射时分别控制2个电子开关，使电流在探头上正向和反向流动，双极性矩形波形是发射线圈两端的电压波形。加载于发射线圈的电压幅值为H0，宽度d是发射线圈电流导通时间，如图1所示。

瞬变发射频率非常低，探伤仪器发射频率选择超低频，频率f范围在0.1～300 Hz。H桥发射系统的电子开关器件的开通时间、关断时间非常短，一般在μm级别［3］。开关的快速性保证矩形波脉冲尽可能发生小范围崎变。针对这种低频率双极性矩形波形进行电流取样时可采用磁耦合方式、串入电阻等方式。

图1 双极性矩形发射波形及H桥发射原理

磁耦合方式使用电流传感器模块获取采样电流，将直流、交流、脉动电流等信号转换为一定信号大小的输出电流，这种方式的优势是把取样信号与发射电路隔离，缺陷是采集的发射波形容易发生畸变，与真实波形相比有一些差异［4］。磁耦合实现手段限制了电流传感器的电压变化率跟不上关断波形的快速变化，主要表现在真实的发射电流波形在经过耦合变换后被变形，还形成了较大的过冲。

为了高速、准确、不失真地记录发射电流关断波形，在发射线圈中串入大功率电阻能够很好的解决电流传感器采样的信号变形问题，可真实地反映发射波形，通过取样电阻的合理选取和前端放大电路的合理设计，就能够在A/D芯片输入端上获得比较干净的发射电流波形。这种方法存在的缺陷是串入了电阻增加了发射功率损耗。

经过对俄罗斯EMDS探伤测井仪实验测试后得知长轴探头A发射线圈电阻在3 Ω左右，发射电源为3 V，由于开关器件压降损耗，实际加载于发射线圈的电压幅值H0为1.5 V左右。正向发射、正向等待、反向发射、反向等待时间都为120 ms，一个完整周期的持续时间为480 ms，计算出脉冲信号的工作频率为2.08 Hz.发射线圈的最大电流为1.7 A［5］。

针对瞬变电磁测井发射波形的电性特征，并参考电磁探伤仪器的发射参数，本次设计采用串入电阻的方法进行取样。发射电流大小主要由开关器件的内阻、探头负载的阻值来决定，电阻串入发射线圈电路中，阻值越小使越有利于提升探头的发射性能，但是阻值太小会使得取样信号分辨率低，电阻值越大取样信号信噪比越高，测量越容易实现，取样电阻阻值的选择会对发射效果产生重大影响［6］，实验中取样电阻的选择要小于发射线圈阻值。另外，低频发射时时间宽度d越长，在电阻上消耗的能量越多，考虑能量消耗需要串入大功率电阻。本次电路设计中，放大器的供电电源为5 V，发射电源为0～5 V可调，设计最大发射电流为3 A，取样电阻可选用1 Ω(或0.5 Ω)、功率5 W以上铝壳电阻、水泥电阻等。

2 电流采集电路设计

瞬变电磁测井仪器接收线圈的时间记录点以ms为时间点进行记录，由于发射时关断时间在μs级，关断过程对接收线圈的影响可忽略，发射电流进行采集时不需要对关断波形进行严格的记录。设计采集电路原理如图2所示。

图2 发射电流采集电路

图中器件E是H桥发射电路，取样电阻R9为1 Ω/5 W的水泥电阻，串接在H桥上端，为了减小开关过程的信号干扰，取样电阻两端并入滤波电容C3。H桥进行发射时导通内阻较小，使得流经R9的电流较大，在R9两端形成可测量的电位差，而H桥导通关闭时，发射电源经过R9、R11、R12流向地，由于R11和R12的阻值非常大，R9电流非常小，两端的电位差接近与零。

图中运放选型为OP284芯片，2个放大器从左到右分别构成减法器和加法器。R9电阻取样的电压信号进入第一个运放，电阻R10、R13和R11、R12与运放组合形成差分式放大电路，实现了对R9两端电压的减法运算［7］。电路中选择电阻值满足R12/R11=R13/R10，C点电压由式(1)简化计算，Δu是R9两端形成的电位差。

第二个运放进行加法功能运算，C点到D点利用加法器实现了反向放大，R14和R15阻值相等，使得D点电位和C点符号反向，数值相等。D点电压由式(2)计算。

D点电位uD是表征电流强度的电压模拟信号，可以用AD芯片测量采集，本文研究选用的是ARM7处理器，芯片LPC214x具备A/D端口，电压模拟信号可直接接到处理器A/D端口编程进行信号采集。在电路设计中为了让发射电路和CPU处理器电路之间减小共地干扰，二者采取了隔离处理措施。为此，D点电位还需要进行隔离变换才能进行采集。

图3 线性光耦进行直流信号变换原理图

发射频率选择超低频，也即指H桥开关频率非常低，开通和关闭时R9取样信号都是直流信号，D点形成直流电压信号。进行直流信号隔离一个比较好的选择是使用线性光耦，线性光耦的隔离比普通光耦的单发单收模式多了1个反馈电路，电路设计要充分考虑器件内部工作电流限值。HCNR201芯片应用较为广泛，针对此芯片的外围电路设计如图3所示，芯片1、2引脚作为隔离信号的输入，3、4引脚用于反馈，5、6引脚作为输出，运放选型为OP284芯片。

根据芯片手册得知K3受温度影响而微小变化，K3数值接近于1，电阻选择是 R2=R1，使得电路只隔离不放大。HCNR201器件的3和4、5和6引脚内部电流限制在5 nA～50 μA之间，在5 V电源时，通过计算为 R2=R1=5 V/50 μA=100 kΩ。电阻R1、R2如选择不当会对影响变换结果。器件的1和2引脚内部推荐工作电流为25 mA，计算后R3=5 V/25 mA=200 Ω。由于光耦工作时会产生一些高频的噪声，增加电容进行滤波，具体电容的值由输入频率以及噪声频率确定，此处电容为经验值:C1=C2=0.001 μF。

3 ARM7处理器端口采集

ARM7处理器的LPC214x芯片内置10位分辨率的A/D转换器，单一测量通道的转换速度非常快，转换速率在2.44 μs左右。ARM7芯片使用A/D功能模块时，先要将测量该通道引脚设置为AINx功能。编程时需要对PINSEL寄存器相关位进行赋值，对ADCR寄存器设置ADC的工作模式、ADC转换通道和转换时钟，并启动ADC转换。可通过查询或中断方式等待ADC转换完毕，进行数据读出处理。

本文设计把P0.21(AD1.6)管脚配置为A/D功能，通道号为6，工作频率为1 MHz。程序判断A/D转换完毕后，A/D测量值到工程值的转换计算依据式(4)和式(5)。

线性光耦模拟信号的变换关系如式(3)所示，输出信号与输入信号成正比，放大增益由K3、R1、R2共同确定。

式中:Vc为A/D转换值;V0为校准零点值;Va为A/D参考电压，mV;Vs为R9两端实际电压值，mV;Kc为增益矫正系数;Is为实际电流值，mA;Ks为转换系数，当R9=1 Ω时，Ks=1。

信号在电路传递过程不可避免的存在误差，软件编程时要进行必要的修正，计算过程用到Kc、V0参数，这两个参数通过刻度得到。刻度过程，提供一个标准电流源，使得电流流过电阻R9，电流Is=0时，Vs=0，进行A/D采集，根据式(4)得知零点时，V0=Vc;然后加大发射电流到到满量程，根据满量程时的实际值Is计算得到Vs，进行A/D采集，把零点值V0、实际值Vs、采集值Vc代入式(4)、式(5)，在满量程时计算得到Kc。经过零点和满量程两端刻度后，模拟信号在这之中变化，测试值等于实际值。

4 实验测试

发射电源为5 V，H桥电路由三极管组成，控制三极管的通断进行双极性矩形波发射，示波器4个探头1、2、4、3分别夹在图2中的A、B、C、D 4个点，探头地与电路地相连，记录的电压波形如图4所示，图右侧标注的数字1、2、4、3依次代表示波器4个探头号(探头1、探头2、探头4、探头3)。4个波形的关系符合减法运算:波形1－波形2=波形4，波形3=0－波形4。从图中看出，测量信号都是单极性矩形波，发射线圈上产生双极性矩形波是因为参考电位为发射线圈的一端，而不是零电位。

H桥进行信号发射时，R9有电流通过，波形1、波形2电压值变低，波形4电压值呈现负值，波形3是波形4的倒向，呈现正值;当H桥关断时，R9电流非常小可忽略为0，此时波形1波形、2电压值变高，波形4和波形3为0。电流在电阻R9流动形成的电位差由波形3来体现，电压值大小代表了发射电流的大小。

针对线性光耦的转换性能进行测试，输入电压加载于图3中的R1输入端(ADFS+)，测试图3中的运放U6输出端(P0.21_ADS)。测试过程室内温度为32.6℃，输入电压变换范围是0～5 V。测试结果如图5所示。

图4 发射电流取样得到单极性矩形波

图5(a)是把图3中的U6运放供电电源换为5 V，R2=R1=100 kΩ，从图看出变换输出值和输入值成良好的线性关系。图5(b)是U6运放供电电源换为3.3 V，R2=R1=100 kΩ和R2=R1=32 kΩ分别测试两组数据，从R=100 kΩ线看出由于运放供电电源的限制，变换后输出最大值为3.3V。当R1、R2电阻变小后，从R=32 kΩ线看出变换后的最大输出电压明显减小，电阻变小使得在最大输出电压(图中1.8 V左右)时内部工作电流超限，可见R1、R2阻值的选定对输出结果影响巨大。

图5 线性光耦信号变换测试

LPC214x芯片的电源电压为3.3 V，A/D转换参考电压可为3.3 V，A/D转换采样时输入信号不能大于电源电压，这也就限制了线性光耦的电压转换范围最大输出为3.3 V。在进行探头发射电流测试时，电流为3 A时取样电阻R9产生的电压差3 V，经过减法和加法电路运算后，到线性转换端(ADFS+)的输入电平不大于3 V，从图5(b)看出，运放使用3.3 V供电足够。如测量最大值为5 A的电流，可降低采样电阻R9的阻值(如取0.5 Ω)，或者根据式(1)把放大倍数减小等方法。

由于线性光耦受温度的影响较大，当测量电路对精度要求不是很高时，线性光耦进行隔离可以达到很好的效果。

5 结论

电流信号通过大功率电阻取样，然后使用运放把取样信号放大、线性光耦隔离变换、处理器采集处理等步骤，可采集到发射电流值，电路设计经过实验验证可行。在实验室中测试探头的发射性能时，此电流采集电路可记录仪器探头发射电流变化，另外，在进行研制瞬变电磁测井仪器过程中相关电路设计可借鉴此种采集方案。

［1］孙彦才，郑华，崔艳辉.多层管柱电磁探伤测井技术.测井技术，2003，27(3):246 －249.

［2］北京美高科技发展有限公司.PELRW过套管电阻率［EB/OL］.［2013 －03 －12］.http://www.ahtbj.com/company.asp.

［3］于英强.套管电磁探伤技术研究:［学位论文］.西安:西安石油大学，2008.

［4］周逢道，林君，朱凯光，等.瞬变电磁探测发射电流波形记录单元设计.吉林大学学报(工学版)，2009(2):541－545.

［5］VLADIMIR T，王晓龙.新一代EMDS－42型电磁探伤测井仪的特征及其应用实例.国外测井技术，2010(5):65－71.

［6］韩莉，童敏明，邓世建，等.瞬变电磁探测发射机的设计.软件导刊，2011(8):76－77.

［7］康华光，陈大钦.电子技术基础模拟部分.4版.北京:高等教育出版社，2004.