短路枝节加载双模滤波器研究

位朝垒，李 晶

（中国电子科技集团公司第五十四研究所，河北石家庄050081）

短路枝节加载双模滤波器研究

位朝垒，李 晶

（中国电子科技集团公司第五十四研究所，河北石家庄050081）

综合研究了源与负载间存在直接耦合的短路枝节加载双模滤波器的频响规律。通过传输零点理论预测了此类双模滤波器固有传输零点的分布规律，通过分析各通路的信号相位关系，在理论上推测了附加传输零点的分布位置。最后通过两种滤波器实例验证了该类型滤波器应有的两种可能的频响特性，同时也验证了理论推测的正确性。

滤波器；双模；短路枝节加载；S－L coupling

0 引言

通过加载枝节可在谐振器基模附近引入另外一个模式，调节加载枝节尺寸可使2个模式的谐振频率靠近构成双模谐振器，即奇偶模双模谐振器［1，2］，该双模谐振器工作原理不同于简并双模谐振器，2个工作模式非简并［3］。本文以六边形短路枝节加载双模滤波器为例，分析、推测并验证此类双模滤波器所有可能的频响特性。

1 理论分析

六边形短路枝节加载双模滤波器，由短路枝节加载双模谐振器和源与负载直接耦合（S－L coupling）结构组成如图1所示，包括两类：容性S－L coupling（图1（a））和感性S－L coupling（图1（b））。终端短路的枝节线加载于谐振器中心，该谐振器可由电路等效，如图2所示，短路枝节由电感L1等效［4］，调节短路枝节尺寸可得到所需的电感量。谐振器呈对称性，可用奇偶模理论分析［5］。

图1 六边形短路枝节加载双模滤波器

图2 短路枝节加载双模滤波器等效电路

利用CST软件对该谐振器进行仿真，结果如图3所示。图3（a）为奇模谐振的场分布，对称轴可视为电壁，短路枝节上无场分布，其长度不会影响奇模谐振频率。图3（b）为偶模谐振的场分布，两臂的电场方向相同。

图3 双模谐振器电场分布

短路枝节加载双模谐振器模式分布如图4所示。自变量为l2和l1，图4（a）中，l1从0.2 mm增至6.2 mm时，偶模频率由2.48 GHz降至1.7 GHz，奇模频率不变；图4（b）中，l2对奇偶模频率均有影响，由于奇模的场分布于谐振器两臂，而偶模的场分布于两臂和中间短路枝节上，所以l2对奇模影响更显著。

图4 短路枝节加载双模谐振器模式分布图

枝节加载双模滤波器存在一个固有零点，引入S－L coupling会再产生一个附加零点。其模式耦合如图5所示［6］，其中奇模两侧的符号相反，偶模两侧的符号相同，因为奇模谐振时两臂的电场反向，相差为180°，偶模谐振时两臂电场同向。

图5 耦合模式图

此类滤波器频响可用式（1）的耦合矩阵来进行理论分析［7］：

短路枝节加载双模谐振器偶模谐振频率始终小于奇模谐振频率，即feven＜f0＜fodd。奇偶模谐振频率表达式为［8，9］：

由式（2）和式（3）得M11＜0，M22＞0，短路枝节加载双模滤波器低通原型对应的零点位置由式（4）给出［10］：

由于输入/输出馈线与谐振器耦合处奇模场密度大于偶模，故输入/输出馈线和奇模耦合强度大于偶模耦合强度，即M1S＞M2S。式（4）分母不为零，所以该类滤器的传输零点只存在与有限频率处，由于M11＜0，M22＞0，且M1S＞M2S，且对于容性S－L coupling，MSL＜0；对于感性S－L coupling，MSL＞0。故式（4）小于零，即固有零点在低阻带。

附加零点可由各通路信号相位关系来分析，由于M1S＞M2S，故只考虑源－奇模－负载（S－O－L）和源－负载（S－L）2条通路的信号相位［11，12］。信号在阻带上的相移与阻带频率和通带频率相对大小有关［8］，高阻带相移为－90°，低阻带相移为90°；容性S－L coupling相移为－90°，感性S－L coupling相移为90°。相位关系总结如表1所示。容性S－L coupling在高阻带上有附加零点，感性S－L coupling在低阻带上有附加零点。S－L coupling短路枝节加载双模滤器可能的2种频响曲线如表2所示。

表1 滤波器通路信号相移分布单位：（°）

表2 滤波器频响曲线示意图

2 实例验证

为验证上述理论，对表2中的滤波器进行加工测试，现把图1（a）和（b）分别称为滤波器A和B。图1中的S－L coupling平行耦合线长度为lp，缝隙宽度为s2，谐振器与馈线间的缝隙为s，介质基片为Rogers RO 4003，厚度为0.508 mm。

滤波器A验证容性S－L coupling短路枝节加载双模滤波器滤波器A频响仿真曲线随s2和lp的变化情况如图6所示。图6（a）中，随着s2的减小，零点移向通带，滤波器选择性变好。S21随lp的变化情况如图6（b）所示，随着lp的增加，通带选择性趋好。选择合适的S－L coupling可使滤波器选择性满足不同需求。

图6 滤波器A的仿真S21

滤波器A实物如图7所示，主要尺寸为：l1＝0.2 mm，l2＝11.6 mm，lp＝3.5 mm，r1＝0.3 mm，s2＝0.4 mm，s＝0.18 mm和w＝0.59 mm。滤波器A的仿真和测试曲线如图8所示，中心频率为2.75 GHz， 2个传输零点在2.27 GHz和3.44 GHz处，分列通带侧，仿真最小插入损耗为0.4 dB，最小回波损耗大于20 dB。测试最小插入损耗为1.6 dB，测试最小回波损耗约为17 dB。

图7 滤波器A实物照片

图8滤波器A的仿真和测试结果

滤波器B验证感性S－L coupling短路枝节加载双模滤波器，滤波器B的S21仿真曲线随s2、lp的变化情况如图9所示，内侧的为固有零点，外侧的为附加零点。

图9 滤波器B的仿真S21

滤波器B实物照片如图10所示，主要尺寸为：l1＝0.2 mm，l2＝11.5 mm，l3＝8 mm，lp＝8 mm，r1＝0.3 mm，r3＝0.3 mm，s2＝2.4 mm，s＝0.18 mm和w＝0.73 mm。

仿真和测试结果如图11所示，最小测试插入损耗为1.8 dB，最小测试回波损耗为17 dB。2个传输零点分别在2.04 GHz和2.18 GHz处，均位于下阻带。

Study of Short-stub Loaded Dual-modeM icrostrip Filter

WEIChao－lei，LI Jing
（The 54th Research Institute of CECT，Shijiazhuang Hebei050081，China）

The frequency response rule of short－stub loaded dual－modemicrowave filterswith S－L coupling is studied in the paper.The rule of inherent transmission zero is predicted through the transmission zero theory.The distribution position of the extra transmission zero is analyzed theoretically by the phase relationship among all signal channels of the dual－mode filter with S－L coupling.Finally，two possible frequency response characteristics of short－stub loaded dual－mode filter are validated by two filter instances，and the correctness of the theoretical analysis is also proved.

filter；dual－mode；short－stub loaded；S－L coupling

TN713

A

1003－3114（2015）04－77－3

10.3969/j.issn.1003－3114.2015.04.20

位朝垒，李 晶.短路枝节加载双模滤波器研究［J］.无线电通信技术，2015，41（4）：77－79，95.

2015－05－08

国家自然科学基金项目项目（61308061）

位朝垒（1981—），男，博士，工程师，主要研究方向：微波射频技术。李晶（1981—），女，博士，工程师，主要研究方向：激光通信技术。