高功率因数的90W LED 路灯驱动电源设计

牛萍娟 付贤松 任梦奇 杨新璇 韩变华

（1.天津工业大学电气工程与自动化学院 天津 中国 300387 2.天津工业大学电子与信息工程学院 天津 中国 300387 3.天津工大海宇半导体照明有限公司 天津 中国 300300）

1 引言

LED 驱动电源可以说是LED 照明设备的心脏，LED 照明光源本身的长寿命、节能环保的特点决定其对LED 驱动电源的寿命、功率因数、谐波含量、效率等设计指标必然要求越来越高。本文提出的基于NXP 公司的SSL1750T 控制芯片[1]的LED 驱动电源设计，具有长寿命、低成本、高功率因数和高效率的优点，并能够符合 IEC61000—3—2 规定的class-D 谐波标准[2]。

SSL1750T是NXP 公司推出的GreenChip III 系列产品中的一款芯片[3]，即所谓的第三代绿色开关电源控制芯片，而SSL1750T 专门针对于LED 驱动应用。它将PFC 控制和反激控制集成在一起，这种高集成度使得电源设计只需要采用很少的外部元件，从而实现低成本、高可靠性的电源设计，应用的最大功率范围可达250W。SSL1750T 在重载或满载输出时工作于准谐振模式，轻载输出时工作于断续、“谷底导通”模式，以及极轻载或空载输出时使PFC 控制电路工作于“脉冲跳跃”模式而反激控制电路工作于降频模式，从而实现整个输出负载范围内的高效率，并且在“脉冲跳跃”模式下，加入了软启动和软关断功能，以消除音频噪声。SSL1750T具有完善的保护功能，包括过电压保护（OVP）、过电流保护（OCP）和过温保护（OTP）。

SSL1750T 采用了高压BCD800 工艺，可以直接从交流输入整流后的火线电压上启动，其二次低压绝缘硅（SOI）芯片实现精确、高速保护功能和控制。

2 SSL1750T 工作机理分析

2.1 芯片原理框图及典型应用电路

SSL1750T 共有16 个引脚，SO16 封装，其引脚及内部结构如图1 所示。

图1 SSL1750T 内部原理框图Fig.1 Internal block diagram of SSL1750

SSL1750T 典型应用电路图如图2 所示，交流输入电压经过全桥整流后，再经过一级Boost 电路实现PFC 控制[4]，然后再经过一级反激变换器实现目标输出。

图2 SSL1750T 典型应用电路Fig.2 Typical applicated circuit of SSL1750T

2.2 SSL1750T 的PFC 控制机理

SSL1750T 的PFC 设计为恒压输出的Boost 变换器控制器，始终运行于准谐振模式或是“谷底导通”的电流断续模式，PFC 最大开关频率限定在约125kHz，实际上当PFC 控制处于限频状态时，电路必然工作在断续状态，这时将有一个或多个谷底检测信号被忽略。而当PFC 工作于准谐振模式时，其开关频率必定小于限频值。PFC 开关频率由输入电压、输出功率以及PFC 电感量所决定，这也同时决定PFC 的工作模式：准谐振或是断续定频。

SSL1750T 的PFC 采用导通时间控制来实现输出恒压控制，导通时间由VINSENSE 引脚（Pin7）电压和PFCCOMP 引脚（Pin6）电压共同决定。在PFC 电路稳态下，交流输入正弦电压的半波周期内，PFC 开关管的导通时间保持不变。这样无需检测输入电压的相位就可实现高功率因数。但这种控制方式存在谐波限制的问题，在输出重载，正弦波输入电压的半波周期内，输入电压瞬时值由低到高变化过程中，PFC 工作模式如果一直保持断续限频模式，输入电流谐波效果会比较差，如果能够较早的由断续定频模式进入到准谐振模式，则输入电流波形谐波效果会比较好，如图3和图4 所示。

图3 PFC 电流保持断续Fig.3 PFC current keep discontinuous

图4 PFC 电流进入准谐振模式Fig.4 PFC current enter QR mode

如图3，如果PFC 电感电流在整个正弦半波周期内始终保持断续模式，则开关管导通时间ton和开关周期Tmin将保持恒定，Tmin为

式中，fmax为PFC 限频值，则PFC 电感平均电流为

式中，去磁时间toff为

瞬时峰值电流ILp为

则式（2）可最终转化为

由于电感电流始终保持断续模式，式（6）始终成立。

由式（6）看出ton+toff在正弦半波周期内，输入电压瞬时值由低到高变化过程中一直递增，所以，根据式（5），电感平均电流不能跟踪输入电压正弦波形，产生畸变，谐波效果会较差，如图3 所示。

如果在输入电压正弦半波周期内，PFC 电感电流能够较早地进入准谐振模式，忽略谐振周期，PFC近似工作于临界连续模式，此时下式成立。

式中，T为开关周期，则电感电流平均值为

可见，在正弦半波大部分周期时间内，电感平均电流始终跟随输入电压正弦波形，只是在低压端，电感电流处于断续状态时电流波形有点畸变。如图4 所示。

从上面的分析得出，SSL1750T 的PFC 设计应尽量使其工作在准谐振模式[5]。实际上，在PFC 输入输出电压、功率等目标参数确定的情况下，PFC电感量直接决定PFC 工作于哪种模式，如下式

根据式（9），当PFC 设计目标参数值最大传输功率Pinmax，输入电压Vacrms，输出电压VoPFC确定时，PFC 电感LPFC越大，就越早进入准谐振模式，谐波参数就做得越好。但在实际设计中，特别是在做宽输入电压电源设计时，为保证在输入电压上限工作于准谐振模式，PFC 电感量会很大，在输入电压下限时开关频率下降很多，可能会导致电感体积和成本增加到难以承受的地步，所以，在实际SSL1750T的PFC 电感设计时，要折中考虑性能和体积成本。

2.3 SSL1750T 反激控制器

SSL1750T 反激控制采用的是电流型变频控制策略，通过检测一次开关管电流峰值控制开关管的关断，而通过变压器磁心去磁检测和反激开关管漏极电压谷值检测控制开关管导通。SSL1750T 反激控制器可以工作在多种模式，如图5 所示。

图5 SSL1750T 反激控制器工作模式Fig.5 Operation modes flyback of SSL1750T

根据图5，SSL1750T 的反激控制器可以设置为当输出重载或满载时工作在准谐振模式，输出轻载时工作在“谷底导通”断续模式，此时开关频率保持不变，为SSL1750T 的反激PWM 频率限值，典型值125kHz；在极轻负载或空载时，PFC 进入“burst mode”，即所谓的“脉冲跳跃”模式，此时反激控制器工作在降频模式。

在准谐振模式下，反激变换器的输出纹波、效率等指标都要优于断续模式，所以，尽量使反激变换器工作于准谐振模式，这取决于变压器的设计，同PFC 电感设计类似，这与变压器的体积和成本相矛盾。准谐振模式下，下式成立。

式中，D为占空比，要使得传输功率P尽量小的情况下工作于准谐振模式，要求反激变压器一次电感Lp很大

而在负载增加时，反激变换器开关频率会降得很低，使得变压器体积和成本增加到难以承受的地步，所以在实际SSL1750T 反激设计中，要在兼顾体积和成本的情况下使反激变换器尽量工作于准谐振模式。

3 基于SSL1750T 的LED 驱动电源设计

从上面的分析可知，基于SSL1750T 的LED 驱动电源的设计核心在于两个磁性元件：PFC 电感和反激变压器的设计，本文重点讨论它们的设计方法，并简要介绍PFC 输出支撑电容和反激输出支撑电容设计，其他功率器件以及SSL1750T 外围电路的设计在相关文献中都有详细介绍，本文不再赘述。

3.1 SSL1750T 的PFC 设计

SSL1750T 构成的PFC 控制核心电路如图6所示。

图6 SSL1750T PFC 电路Fig.6 PFC circuit of SSL1750T

设计PFC 电感L2，首先确定其电感量。为保证PFC 在整个输入电压范围内尽量工作在准谐振模式，同时不至于在输入电压下限时因开关频率太低导致电感体积和成本过大，以输入电压下限设计电感，在输入下限电压正弦半波周期内开关管导通时间最大，设正弦半波峰值处，PFC 处于准谐振工作模式，忽略谐振频率，则开关管导通时间为

则PFC 电感为

一般取此时的开关频率60kHz，即T=16.7μs，以使PFC 尽量工作于准谐振模式[6]，如果对器件体积成本要求较严，则开关频率可取得高一点，以减小电感量[7]，此时在输入电压增大时谐波效果会差些。

选择的PFC 电感磁心的磁心截面积和窗口面积应满足[8]

式中，J为电流密度，自然冷一般取4，风冷可取7以上；k为窗口系数一般取0.3；η为PFC 电路传输效率；ΔBmax为最大磁通密度，取0.28；Pomax为最大输出功率；Vacrms_min为最小输入电压有效值；LPFC为电感量。

电感匝数N为

电感导线总截面积设计为

如考虑趋肤效应，需采用多股线绕制，则单根导线直径应满足

PFC 电感的去磁检测辅助绕组可按下式设计

VLmax为PFC 电感承受的最大电压值，可取PFC输出过电压保护值。

PFC 输出支撑电容可根据要求的PFC 输出最大电压纹波峰-峰值来设计，PFC 电容上所承受的最大纹波电流为

则PFC 电容ESR 必须满足

式中，ΔVPFCp-p为要求的PFC 输出电压纹波峰-峰值。

根据PFC 输出最大电压确定电容耐压值，然后根据耐压值和ESR 两个参数来选择PFC 电容。

3.2 SSL1750T 的反激变换器设计

SSL1750T 构成的反激控制核心电路如图7 所示。

图7 SSL1750T 反激电路Fig.7 Flyback circuit of SSL1750T

LED 驱动电源一般是恒流源输出，输出电流恒定[9]，而输出功率范围是直接通过其输出电压范围表征，即Vo=Vomin～Vomax，设在整个输出电压范围内反激变换器都工作在准谐振模式，则有

式中，fFlyback为反激变换器开关频率；n为一次、二次绕组匝比；Lp为一次电感；Io为输出电流。

根据式（22），得出图8 的关系曲线。

图8 输出电压与开关频率的关系Fig.8 Relationship of output V and PWM frequency

如果fmax≤125kHz，则有

那么，能保证反激在整个电压输出范围内工作在准谐振模式。而在实际设计中一般，可按上限输出电压来设计，即

式中，fFlyback可根据体积成本要求取一个合适的值，如80kHz。

变压器匝比是根据一次开关管的最大电压应力设计的，按下式计算

变压器磁心选取按下式设计，即磁心截面积Ae和窗口面积AW满足

式中，J为电流密度，自然冷一般取4，风冷可取7以上；k为窗口系数一般取0.3；η为PFC 电路传输效率；ΔBmax为最大磁通密度，取0.28。

一次绕组匝数为

二次绕组匝数为

一次导线截面积

二次导线截面积

如考虑趋肤效应，需采用多股线绕制，则单根导线截直径应满足

辅助绕组匝数

反激输出支撑电容的设计同PFC 电容，ESR 必须满足

式中，ΔVop-p为要求的最大输出电压纹波峰-峰值，电容纹波电流峰值为

4 设计实例

天津工大海宇半导体照明技术有限公司的易伸LED 路灯系列产品的LED 驱动电源采用了本文提出的设计方法进行设计，电源的设计规格见表1。样机最终的实测数据见表2，其实测波形图如图9～图11 所示。

表1 产品设计规格参数Tab.1 Product design specifications

表2 满载时样机部分实测参数典型值Tab.2 Typical value measured parameters of prototype parts at full load

从表2 中可以看出，其谐波含量满足GB17625.1标准要求。

图9 PFC 在断续模式下的开关管DS 及驱动电压波形Fig.9 DS and GS voltage waveforms of PFC MOSFET in discontinuous mode

图10 准谐振模式下PFC 开关管DS 及驱动电压波形Fig.10 DS and GS voltage waveforms of PFC MOSFET in QR mode

图11 满载输出时反激的开关管DS 及驱动电压波形Fig.11 DS and GS voltage waveforms of flyback MOSFET in full load

实测数据和波形都能够很好的满足产品的设计目标。

5 结论

本文详细分析了SSL1750T 控制芯片的特点和工作机理，在此基础上以PFC 电感和反激变压器设计为核心提出了基于SSL1750T 控制芯片的LED 驱动电源的设计方法，产品设计实例验证了该方法的合理性和工程实用性。且该方法也可为其他开关电源设计提供参考或直接借用。

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