10kW移相控制ZVS－PWM全桥变换器的设计

潘 健，宋志勇，王淑青

（湖北工业大学电气与电子工程学院，湖北 武汉430068）

移相控制ZVS PWM DC／DC全桥变换器是采用谐振变换技术和常规PWM变换技术相结合，可以实现恒定频率的零电压开关变换过程，它既具有常规PWM全桥电路的拓扑结构简洁、控制方式简单、开关频率恒定以及开关器件电压和电流应力小等优点，又解决了常规PWM全桥电路电磁干扰强、开关损耗和开关噪声大的缺点，从而被广泛应用于大功率高频开关电源领域［1］。

1 移相控制零电压开关全桥变换器的工作原理

图1为移相控制ZVS－PWM DC／DC全桥变换器主电路。在一个开关周期中，有12种不同的工作过程：正半周与负半周功率输出过程，正半周与负半周钳位续流过程，超前臂和滞后臂的谐振与换流过程，原边电感储能返回电源过程，主变压器原边电流上冲或下冲过零点过程，副边整流桥输出电流变化过程，输出电压占空比丢失过程［2］。

图1 移相控制ZVS全桥变换器主电路

图2所示为移相控制ZVS全桥变换器主要波形。为了便于分析，图中四路开关管驱动信号Q1、Q2、Q3和Q4是理想化的波形，忽略了电容对脉冲电压上升沿和下降沿的延迟作用，用垂直直线表示，并设开关管和二极管导通压降为零，C1＝C3＝Clead，C2＝C4＝Clag，Lf＞＞Lr／n2，Lf可等效为电流Io的恒流源。

图2 移相控制ZVS全桥变换器主要波形

［t0，t1］超前臂的谐振与换流过程：t0时刻超前臂上管驱动脉冲变为低电平，Q1关断，原边电感线圈中的电流不会突变，维持ip正向流动，对超前臂并联电容C1、C3充放电，并联电容与等效电感（Lr＋n2Lof）串联谐振；

［t1，t2］正半周钳位续流过程：超前臂的谐振使得VD3导通钳位，由VD3提供续流回路，两臂中点电压为零UA＝UB＝UAB＝0，即实现钳位续流过程；

［t2，t3］滞后桥臂的谐振与换流过程：t2时刻Q4关断，ip对C4充电，同时给C2放电，UAB端电压为负，使变压器副边绕组感应出反向电压，整流二极管同时导通，变压器副边绕组近似短接，只有Lr参与谐振；

［t3，t4］原边电感储能返回电源过程：滞后臂完成谐振后，VD2导通续流，虽然Q2导通，但电流ip由VD2流通，电感储能返回电源；

［t4，t5］原边电流下冲过零点过程：原边电流ip在Q2导通后开始下冲过零，使续流二极管VD 2和VD3关断，形成新的供电回路，Vin→Q2→Lr→Q3→地，ip维持下冲态势，电流负向增大到峰值；

［t5，t6］负半周功率输出过程：Q2和Q3同时导通，为负载提供了第二个功率输出回路，Vin→Q2→Lr→Q3→地，经过变压器副边及副边整流桥实现负半周功率输出。

在t6时刻，Q3管关断，全桥变换器开始另一半周的工作，从原理上分析，工作过程与上述半个周期是对称相同的，在此不再赘述。

2 主电路参数设计

根据电路设计要求，假设输出纹波电压为△U，输出纹波电流为△I，则输出滤波电容上的电压变化量为△uc＝△U，输出滤波电感上的电流变化量为 △iL＝ △I，开关频率为fs。

2.1 变压器的设计

根据开关电源输出功率的要求，变压器若选用常规铁氧体磁心，变压器体积将会过大。实际设计过程中磁心选用超微晶磁环。与常规铁氧体相比，超微晶材质具有较高的饱和磁密度和较低的损耗及良好的温度稳定性，非常适用于大功率高频率开关电源的主变压器磁心。

开关电源三相输入电压为380 V±10%，为了便于计算，忽略管压降及滤波电容的影响，则直流母线电压的最低值

开关电源输出电压为800 V，则变压器副边的最低电压

式中Vo为输出电压，Vd为副边整流二极管压降，取值为1.5 V，Vl为线路压降，取值为2 V，Dmax为最大占空比，取0.95；则变压器变比n＝Vdmin／V2min＝0.544。考虑到副边整流二极管的耐压，实际设计中变压器副边采用双绕组，分别整流后串联，变压器变比为1∶1.05∶1.05。

2.2 滤波电感的设计

输出滤波电感上的电流变化量为△iL。由于在输入电压Vin达到最大值Vinmax时，占空比最小，输出电流的脉动量最大，所以输出滤波电感应满足以下条件［3］：

式中Vinmax为直流母线最高电压，取值为560 V；变比n取值为0.5；Dmin为最小占空比，取值为0.8；△iL取值为12.5 A；fs为开关频率，取33 k Hz。

2.3 滤波电容的设计

输出滤波电容上的电压变化量为△UC。由于输出滤波电容C足够大，所以△UC相对于输出电压Uo来说很小，可以认为输出电流Io几乎不变。当iL＞Io时，输出滤波电容充电；当iL＜Io时，输出滤波电容放电。为便于计算，可以理想认为输出滤波电容的充放电时间各占一半，充放电平均电流

所以输出滤波电容

2.4 谐振电感的设计

在滞后桥臂的换流过程中，副边整流二极管同时导通，变压器副边绕组被同时导通的整流二极管钳位在两倍的管压降电压，Lf不能反射到原边，只有Lr的能量用来实现ZVS。而Lr比折算到原边的Lf值小得多，因此滞后桥臂实现ZVS的条件是谐振电感Lr能够为电容充放电提供足够的能量［3］，即

由于考虑到电路输出的效率问题，占空比丢失ΔD一般会有一个上限值ΔDmax。由

由式（1）、（2）即可求得Lr的取值范围为：3 u H＜Lr＜161uH，其中ΔDmax取值为0.95，结合谐振频率f，Lr取19uH。

3 PWM移相控制电路的设计

移相控制器采用Bi CMOS相移谐振PWM控制器 UCC3895，它既保留了 UC3875／6／7／8系列和UC3879的功能，又增加了一些特性：增强了控制逻辑、增加了自适应延时设定、提高了关断能力等［4］。UCC3895控制器适用于全桥变换器的控制，通过移动一个半桥对另一个半桥驱动脉冲的相位，实现恒定频率、高效率的零电压开关脉冲宽度调制，它既可用作电压型控制，也可用作电流型控制。UCC3895增加了自适应延时设定功能，该功能设置最大与最小可调输出延迟死区时间之间的比例。通过改变自适应延迟ADS端电压，从而改变延迟端DELAB和DELCD上的输出电压VDEL：

图3 UCC3895移相控制电路

当ADS直接连接到CS上时，没有延迟调制功能；

当ADS直接接地时，达到最大的延迟调制。

CS是UCC3895控制器的电流传感端，该引脚是电流传感比较器的反相输入端，也是电流比较器的同相输入端。电路利用CS端对变压器原边峰值

图3为UCC3895移相控制电路。UCC3895可以选择延迟时间，以便设置外部功率级的谐振开关。对两个半桥电路提供各自的延迟，以适应不同的谐振电容器充电电流。每级的延迟时间设置为

电流进行过流检测。

4 反馈控制系统设计

为了克服电压模式单环开关调节系统在控制和调节作用上动态响应慢，同时电流模式单环开关调节系统在控制和调节作用上无法保持输出负载电流恒定的缺点，在电压模式的基础上引入电流模式实现双环控制，可获得较好的动态性能和稳定性能。

图4 双环反馈控制系统原理框图

图4为双环反馈控制系统原理框图。系统主要由反馈网络和补偿网络组成。反馈网络包括电流反馈I／U和电压反馈H（u），采用LEM电流传感器和LEM电压传感器实现。I／U的作用是将主电路中的电感电流iL转换为电压信号URs；H（u）的作用是将主电路中的输出高电压转换为低电压信号UH。补偿网络包括电压控制器VA和电流控制器CA，采用L M358运算放大器，通过PI调节实现电压和电流控制。通过VA将电压反馈信号UH与参考电压Uref相比较产生误差电压信号UCP，作为电流控制环的参考电压；通过CA将电流反馈信号URs与电压控制环的输出电压UCP相比较产生控制电压UCA，与PWM控制器的锯齿波进行比较，生成相应占空比的脉冲信号作用于开关控制器，从而实现输出电压、电流的自动调节。

5 实验结果

在理论设计的基础上，制作了基于移相控制ZVS－PWM全桥变换器的10kW开关电源，电源输入电压380V±10%，输出电压0～800 V，开关频率33.33 k Hz。图5a所示为UCC3895的PWM脉冲信号经驱动电路后输出的驱动脉冲波形，CH1和CH2是同一桥臂开关管的驱动脉冲，近似180°互补，并设置有死区时间，脉冲电压幅值为15 V，周期为30μs。图5b所示为输出电压80 V、输出电流6.7 A、纯电阻负载12Ω情况下的变压器原边电压与电流测试波形，CH1为电压波形，CH2为电流波形，电流互感器为200∶1，电流取样电阻为200Ω。从图5a波形可以看出，驱动脉冲信号的上升沿有一定的时间延迟，这是由开关管的输入电容引起的；从图5b波形可以看出，电流在电压降为低电平之后有一定的下降，表明原边电流没有突变，而是在续流，之后电流迅速下降、过零并反冲，在反向电压为高电平一段时间之后，电流达到负向最大值，表明开关管实现了零电压开通。

图5 波形图

6 结束语

基于ZVS－PWM移相全桥变换器的理论，设计了主电路各个参数、PWM移相控制电路和双环反馈控制系统，通过实验验证了设计的合理性。

［1］陈 坚，康 勇.电力电子学－电力电子变换和控制技术［M］.第三版.北京：高等教育出版社，2011：270－274.

［2］阮新波，严仰光.移相控制零电压开关PWM变换器的分析［J］.电力电子技术，1998（02）：1－4.

［3］李晓玲.移相全桥软开关升压变换器的研究［D］.杭州：浙江大学图书馆，2007.

［4］张 哲，张纯江，沈 虹.新型移相控制器UCC3895的应用研究［J］.电力电子技术，2005，39（03）：64－65.