一种基于直流电容取电的多电平变流器电容动态均压方法

魏应冬，张春朋，于心宇，姜齐荣

(清华大学电机工程与应用电子技术系，北京市100084)

0 引言

多电平变流器是一种直接利用低压开关器件通过拓扑组合构造出的适用于高压应用的变流器。由于具有电压高、容量大、谐波特性好、易于冗余设计等优点，因此在动态无功补偿［1-2］、电能质量治理［3-4］、柔性直流输电［5-6］、电机驱动［7］等诸多领域得到了广泛的应用。多电平变流器在运行过程中，由于各链节单元或功率模块(以下统称为“单元”)在实际电路参数、驱动信号上不可能完全一致或同步，这种控制和器件的不一致性导致注入各单元直流电容的有功功率和直流电压水平存在差异，即存在电容均压问题。这一问题不但会影响装置容量利用率，减小安全运行裕度，还会恶化输出电压、电流波形，影响电能质量［8］。

已有的研究多电平变流器的文献提出了多种电容均压方法，按其是否需要添加额外的硬件设备可大致分为软件均压方法和硬件均压方法2种［9］。其中，软件均压方法是采用一定的控制策略，利用单元自身开关器件对电容的充、放电进行控制，实现电容均压的方法。文献［9－10］提出在调制波信号增加反映不同单元吸纳有功功率的负反馈附加量的均压方法。文献［11］针对模块化多电平变流器，提出一种基于排序算法的直流电容均压策略。软件均压方法具有无须增加额外硬件电路、成本低廉的优点，但问题在于其均压效果往往受多电平变流器运行工况的影响。比如当多电平变流器运行在轻载条件或输出电流含明显的谐波电流成分时，其均压效果往往达不到要求。有些方法不可避免地会带来开关器件的额外开关动作［12］，增加器件的开关频率和装置整体损耗。此外，它对于多电流变频器需要长时间脉冲闭锁的应用场合无法发挥作用，只能依靠硬件均压方法。

硬件均压方法是在已有的多电平变流器结构中附加电阻、辅助变流器及变压器等硬件电路，将电容上不平衡的能量损耗掉或转移到其他电路上实现的。如文献［13］和文献［14］则分别提出了基于直流母线和交流母线能量交换的均压方法。这2种方法均是利用在每个链节单元增加的辅助变流器和变压器，通过在共用的直流或交流母线之间相互交换能量，而达到不同单元直流电容的动态均压的目的。与软件均压方法相比，硬件均压方法的均压效果不会随负载变化而变化，但辅助变流器、变压器的成本、体积较大，制约了其在多电平变流器均压方面的应用。在实际工程应用中较多采用的简单静态均压电阻进行均压的效果通常较差，且损耗明显;采用与单元变流器相同耐压等级的绝缘栅双极型晶体管(insulated gate bipolar transistor，IGBT)等开关器件与耗散电阻串联构成的动态电阻电路均压效果较好，但所需的高电压等级IGBT及其驱动保护电路明显增加了电路的体积和成本，尤其是3 300 V电压以上等级的IGBT器件更是如此。因此有必要设计新的硬件均压策略，适应多电平变流器长期运行的要求。

目前多电平变流器单元辅助电路的供电方式有多种，常见的包括高压隔离变压器取电、单元交流侧隔离取电以及直流侧电容取电方式。其中直流电容取电方式由于省去了隔离变压器，在体积和成本上均更具优势。然而直流取电方式在一定程度上也增加了各单元有功功率消耗不均的程度，尤其是在脉冲闭锁期间，没有软件均压控制条件下造成各电容电压不均的程度更为明显。对此，本文提出一种基于直流电容取电方式的多电平变流器动态电阻均压装置及控制方法。该装置由低压金属氧化物半导体场效应管(metaloxide semiconductorfield effecttransistor，MOSFET)与电阻串联构成动态电阻均压电路，动态电阻利用直流取电电路中宽范围输入DC-DC电源从直流电容获取有功功率。进而通过滞回比较、占空比控制等方法控制低压MOSFET的开通和关断，实现对电阻功率的动态控制。与既有工程方案相比，该装置仅在每个采用直流取电方式的功率单元中添加1个低压MOSFET，同时充分利用DC-DC电源的冗余容量，增加成本较低。该方法适用于包括NPC型多电平、级联H桥式多电平及MMC在内的各种采用直流取电方式的多电平结构，通用性较强。基于PSCAD/EMTDC的仿真表明，本文提出的动态电阻均压装置和控制方法能够良好地实现多电平变流器直流电容的动态均压。

1 既有工程方案中的电阻均压方法

既有的直流取电方式多电平变流器工程方案中，多在每个单元的电容两端并联1个阻值较大的电阻R来辅助均压。同时，采用宽范围输入DC-DC电源从直流电容取电，为单元中开关器件的驱动控制电路供电。其硬件的连接方式如图1所示。图1中1为功率单元，2为驱动控制电路，箭头表示控制信号的传递方向。

图1 静态电阻均压电路示意图Fig.1 Voltage balancing circuit based on static resistance

记多电平变流器同一桥臂或H桥链中单元的数目为N，t时刻各电容电压的平均值为ucavr(t)，第i个单元的电容电压为uci(t)，电容均压控制的目标就是尽可能减少uci(t)与ucavr(t)的差值。对于图1所示的硬件均压电路，当uci(t)=ucavr(t)+Δuci(t)时，在dt时间内，该单元中由于电阻消耗功率而造成的电容电压下降为

将式(1)对i=1，2，…，N叠加并化简得:

电容电压uci(t)向ucavr(t)趋近的速度可以表征均压策略的均压速度，对于静态电阻均压电路，由式(1)、(2)可得:

式(3)表明，对于静态电阻均压方法，电容电压的uci(t)均压速度与其偏离ucavr(t)的大小成正比，这样就形成了负反馈控制，有助于各电容电压趋向平均值。随着uci(t)接近ucavr(t)，电容均压的速度逐渐变慢，因此趋向稳压的过渡时间较长。

从上述分析也可发现，在既有工程方案中，由于所有电阻均在消耗功率，使得ucavr(t)下降速度较快，导致电容电压的均压速度只由Δuci(t)决定，而与uci(t)本身的大小无关，即电阻上损耗的功率只有小部分是对各单元均衡电压有效损耗功率。如果能通过适当控制，使得低于ucavr(t)的电容不放电，那么ucavr(t)下降的速度将会减慢，各电容电压趋近于ucavr(t)的速度就会加快。为实现这一控制目的，可在电阻支路串联1个可控开关器件，通过控制该可控开关器件的导通和关断，实现电阻消耗功率的动态控制，加快电容均压的速度，实现电容的动态均压。但该方案中添加的开关器件需要承受电容两端的电压，其电压等级与功率单元中器件的电压等级一致，价格比较昂贵，尤其是对于采用3 300 V级以上电压等级的IGBT，器件选型更为困难。

2 基于直流电容取电的动态电阻均压装置及控制方法

为解决传统静态电阻均压方法均压效果较差的问题，并尽量减少由于增加器件造成的成本增加，本文在静态电阻均压方法的基础上，提出一种基于直流电容取电的动态电阻均压装置及控制方法，其装置如图2所示。

图2中5为直流电容，6为开关器件拓扑，5和6共同构成功率单元，1为宽范围输入DC-DC电源，2为低压MOSFET，3为均压电阻，4为驱动控制电路，箭头表示控制信号的传递方向。该装置在既有工程方案的基础上，只增加了1个低压MOSFET器件2，将该低压MOSFET与电阻3串联后，与宽范围输入DC-DC电源1的输出端口并联。由于此时电阻接在DC-DC电源的低压侧，同时低压MOSFET的耐压等级与DC-DC电源的输出电压(通常为15 V DC)基本一致，该电压等级功率MOSFET选型非常简单且成本低廉。在该装置中，电阻耗散的能量是通过DCDC电源间接由直流侧电容转换获得。需要说明，尽管对于DC-DC电源需要更大的容量需求，宽范围DC-DC电源额定功率通常为标准规格，一般有较多的冗余容量未被利用，因此采用该装置还可提高DCDC电源的能量利用率。

图2 基于直流电容取电的电容动态均压装置示意图Fig.2 Capacitor voltage dynamic balancing device based on taking power from capacitor

为实现电容的动态均压，需对电阻上耗散的功率进行动态控制。由于DC-DC输出端口的电压不随电容电压的波动而变化，始终保持额定值Udc，因此在电阻上消耗的功率可由低压MOSFET的导通和关断精确控制。在本装置中，低压MOSFET的开关信号由驱动控制电路4给出，为此本文提出2种控制方法，分别采用滞回比较控制和占空比控制得到低压MOSFET的开关控制信号。

其中，滞回比较控制的方案如下:

(1)实时检测t时刻所有单元电容电压uci(t)，并计算N个电容电压的平均值ucavr(t);

(2)设定电容电压偏离平均值ucavr(t)的最大幅度为Δucr，从而计算得到滞环上限值为ucmax(t)=ucavr(t)+Δucr，滞环下限值为ucavr(t);

(3)当uci(t)大于ucmax(t)时，驱动控制板给出低压MOSFET的开通信号，使电阻接入DC-DC电源输出端，使电容通过DC-DC电源放电的功率增加。继续维持低压MOSFET的导通状态，直到uci(t)小于ucavr(t)时，驱动控制板给出低压MOSFET的关断信号，使电容通过DC-DC电源放电的功率大大减小。继续维持低压MOSFET的关断状态，直到uci(t)大于ucmax(t)时，重复上述滞回比较过程。

该控制方案实际是一种bang-bang控制，实现较为简单，不足之处是低压MOSFET的开关频率并不固定。为使低压MOSFET以固定的开关频率开通和关断，可采用占空比控制，其方案如下:

(1)设定控制周期Ts，并以此为采样周期对直流电容电压进行采样;

(2)在采样周期的开始时刻t0，采样得到所有单元电容电压uci(t0)，并计算其平均值ucavr(t0);

(3)设定电容电压偏离平均值ucavr(t)的最大幅度为Δucr，则低压MOSFET的在该采样周期内的占空比Di为

(4)根据式(5)确定低压MOSFET在该采样周期内的导通时刻ton和关断时刻toff，从而获得低压MOSFET的开关控制信号:

3 仿真验证

为验证本文提出的动态均压装置及控制方法的准确性，在PSCAD/EMTDC中搭建三电平模块化多电平变流器仿真系统，其主要参数如表1。

表1 三电平MMC仿真研究的主要参数Tab.1 Main parameters of simulated 3-level MMC system

在仿真中设计如下3种工况:

工况1，在t=2.5 s前不采用软件均压方法，也不投入本文所述的动态均压装置;在t=2.5 s时采用如图1所示的静态电阻均压方法。

工况2，在t=2.5 s前不采用软件均压方法，也不投入本文所述的动态均压装置;在t=2.5 s时将本文所述的动态均压装置投入，其中低压MOSFET的控制策略采用滞回比较控制法。

工况3，在t=2.5 s前不采用软件均压方法，也不投入本文所述的动态均压装置;在t=2.5 s时将本文所述的动态均压装置投入，其中低压MOSFET的控制策略采用占空比控制法。

其中，静态电阻值为3 200 Ω，动态电阻值为8 Ω，仿真中二者损耗的平均功率均约为30 W;宽范围输入DC-DC电源的输出电压为15 V，额定容量为42.5 W;低压MOSFET的耐压等级为25 V。

3种工况下A相下桥臂2个子模块电容电压的波形仿真结果分别如图3～5所示。从仿真结果可见，在t=2.5 s前，由于不采用均压方法，A相下桥臂2个子模块电容电压出现发散，2个子模块电容电压偏差较大;在t=2.5 s时采用静态电阻均压方法后，电容均压效果很差，电容电压仍保持发散趋势;而在t=2.5 s采用本文所述的动态均压装置和控制方法之后，2个子模块电容电压之差逐渐减小，并在约0.5 s后达到基本一致，此后不再发散。这说明本文提出的动态均压装置及控制方法能够达到良好的均压效果。

图3 工况1下仿真结果Fig.3 Simulation results in case 1

图4 工况2下仿真结果Fig.4 Simulation results in case 2

图5 工况3下仿真结果Fig.5 Simulation results in case 3

4 结论

(1)本文在既有工程方案的基础上，提出了一种基于直流电容取电的多电平变流器动态电阻均压装置。该装置由低压MOSFET与电阻串联构成动态电阻，并通过宽范围输入DC-DC电源从直流电容获取功率，使电容放电。该装置通过驱动控制板给出低压MOSFET的开关控制信号，实现直流电容电压的动态均压控制。

(2)针对这一动态均压装置，本文提出了滞回比较控制、占空比控制2种低压MOSFET控制方法，实现了直流电容电压的动态均压控制。与既有工程方案相比，该装置仅在每个功率单元中添加1个低压MOSFET，增加的成本较低;动态电阻控制方法较为简单，易于实现，能够实现对电阻消耗功率的精确控制;该装置及控制方法适用于各种多电平结构，通用性较强。

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