基于STC系列单片机的车载逆变电源*

包广清，任士康

（兰州理工大学 电气工程与信息工程学院，甘肃 兰州 730050）

0 引 言

近几年，汽车已由最初的代步工具逐渐发展为集办公娱乐为一体的交通工具:除了常见的车载DVD音响系统外，车载电视、车载冰箱、笔记本电脑等电器产品也成为人们的需求，而这些电器产品大部分需要220 V，50 Hz的正弦交流电供电，逆变电源能将12 V的直流电压转换成220 V，50 Hz的交流电供一般电器使用，因此研究一款性能比较高的车载逆变电源具有十分重要的意义。传统的车载逆变电源采用全桥逆变加工频变压器升压方案，其缺点是效率低、体积大、噪声大，且伴有严重的启动困难问题，无法满足人们的要求［1-2］。

该系统前级升压电路以TL494为主控芯片，采用推挽拓扑结构，利用高频变压器对12 V直流电压进行隔离升压；后级逆变电路以宏晶（STC）系列的工业用单片机STC12C5A60S2为主控芯片对全桥电路进行控制，该芯片功耗低，抗干扰强，片内自带PWM产生模块、A/D转换器，可节省外围电路的设计，降低系统的设计成本；本研究采用“逆变电路先触发、升压电路后触发、根据输出电压实时更新占空比”的稳压控制策略，结合实验样机平台对上述问题进行改进。

1 硬件设计方案

系统采用两级式级联拓扑结构［3-4］，即将12 V直流电压升压后再进行单相全桥逆变。前级升压侧采用推挽电路拓扑结构，该电路具有开关器件少、变压器利用率高的优点，普遍应用于低压输入的场合［5］，并结合PC817与TL431组成母线电压负反馈电路；后级逆变侧采用全桥逆变拓扑结构，单极性PWM控制方式逆变输出。系统的硬件结构框图如图1所示，主要技术指标如表1所示。

图1 系统的硬件结构框图

表1 车载逆变电源主要技术指标

1.1 推挽拓扑控制电路设计

推挽拓扑控制电路如图2所示，该电路以TL494为主控芯片，该芯片包含了脉宽调制型开关电源的所有控制部分:5 V直流电压参考电源、两个误差放大器、触发器、输出控制电路、脉宽调制比较器、死区时间比较器和一个振荡器。通过更改外围的定时电阻与定时电容就可以实现某一固定频率的PWM输出，切换电源供给器的供给电压可选择单端式或推挽输出的模式［6］。

图2 推挽拓扑的控制电路

该控制电路将TL494的输出控制引脚接+5 V，设置为推挽输出模式；为了增强驱动能力保证开关管的可靠导通与关断，笔者设计了推挽电路即Q1，Q5和Q2，Q6；U2B（PC817）将母线电压降压隔离后的小信号反馈到TL494的误差放大器引脚来保证母线电压有良好的稳定性。当母线电压高于400 V时，U2B的4脚的电压就会升高，进而TL494的3脚反馈电压升高，输出触发脉冲的占空比下降，母线电压随之下降，该反馈控制电路还具有过压保护的作用；当母线电压介于310 V～400 V之间时，输出触发脉冲将以恒定的占空比即48%进行输出。

1.2 驱动电路设计

本研究通过设置单片机的可编程计数器阵列（PCA）模块的比较/捕捉寄存器（CCAPMn），让其工作在8位PWM、无中断的输出模式［7］。根据正弦脉宽调制的原理［8］，结合公式Vref=Vpsin(2πk/N)(k=0,1,2…N/2-1)，来制作占空比成正弦变化脉冲所对应的数值表。其中:N—每周期采样点数，Vp—逆变器的期望输出电压所对应的数值。单片机通过查表程序实时更新内部寄存器（CCAPnL/CCAPnH）的值来产生占空比从1～0呈正弦变化的脉冲波，然后经过反相死区处理电路后加在驱动芯片HCPL3120上。

驱动电路如图3所示（以左侧桥臂为例），以HC⁃PL3120为主控芯片，该芯片的输出电流能力高达2 A，最大绝缘耐压630 V，普遍应用于IGBT及MOSFET的驱动电路中。本研究在HCPL3120的输出端设置了限流电阻R16、R17，通过电阻R52、R53对开关管的栅源极等效电容充电，保证开通信号有良好的前沿陡度［9］，并且在栅源极间并联了稳压二极管D55、D51，D56、D52，可靠地防止了栅极驱动的高压尖峰［10］。该驱动电路的创新点体现在:添加了负偏压电路即稳压管U5、U6及泄放电路D20、D22。U5、U6用来提供-5 V的反相关断电压，D20、D22及时把开关管的栅极电荷泄放掉，来保证开关管的可靠关断。

图3 驱动电路

1.3 逆变滤波电路设计

逆变滤波电路如图4所示，逆变侧采用全桥逆变电路，每个桥臂的上下管交替导通。为抑制开关管开通关断产生的电压尖峰，本研究在母线两侧跨接CBB电容［11］，即C57、C58，而不是采用RCD吸收电路［12］，既降低了设计成本也达到了预期效果。然后采用LC滤波电路进行滤波，将截止频率设定为2 kHz，由公式进行计算，取L=2.4 mH，C=2.25 μF。

图4 逆变滤波电路

1.4 短路保护电路设计

短路保护电路如图5所示，其作用是为了防止桥臂的上、下管同时导通造成短路危险。通过检测开关管的管压降即漏极、源极间的电压来判断是否有短路现象发生［13］。其中，网络标号LHS接到左侧桥臂下管的漏极，网络标号RHS接到右侧桥臂下管的漏极，一旦有短路现象发生，LHS或RHS端的电压将迅速上升，那么Q4或Q3导通，从而网络标号P20由原来的低电平转变为高电平，单片机立即关闭输出。

图5 短路保护电路

2 软件设计

程序流程图如图6所示。系统软件设计主要包括初始化程序、软启动程序、SPWM波形产生程序、输出电压/输出电流检测程序、桥臂短路保护程序及串口通信程序。

单片机上电后先执行定时器初始化、PCA初始化、A/D初始化、串口初始化程序，然后执行软启动程序，随后执行电池电压检测程序、输出电流检测程序及桥臂短路保护程序，若电池电压处在设置值10 V～15 V之间，输出电流不大于设置值3 A且桥臂无短路的情况下，系统执行SPWM波形产生程序对单相全桥进行触发控制。同时系统执行输出电压检测程序，当发现输出电压低于最小设定值210 V或高于最大设定值230 V时，对SPWM脉冲波的占空比进行实时调整，来保证输出电压处在设定范围之内。当发现输出电流异常、电池电压异常或者桥臂有短路现象发生时则立即关闭输出。此外系统还添加了串口通信子程序，可以实时观测逆变电源的输入输出状态。

图6 程序流程图

3 控制策略简述

为解决逆变电源启动困难的问题，经反复实验，笔者采用“逆变电路先触发，延迟10 μs后，再触发升压电路”的控制方式，问题得以解决。

系统的稳压原理框图如图7所示。交流输出电压经过隔离降压、整流滤波、分压电路以及A/D采样后与单片机内部220 V交流电压所对应的数字值u*进行比较，最小设定电压210 V与最大设定电压230 V分别对应的数字值为u*-4与u*+4。程序内部SPWM脉冲波占空比的调整系数设置为m/216。软启动程序执行完毕后，m的值为216。当发现A/D采样后的数值不在上述范围内时，若u＜(u*-4)，则执行m=m+2；若u＞(u*+4)，则执行m=m-2，对占空比调整后再进行逆变输出，如此循环，直到输出电压调整到设定范围内。

图7 稳压原理框图

4 实验结果分析

本研究在输入电压12 V，输出端带50 W纯阻性负载的条件下对相关实验波形进行了测试与分析。

4.1 推挽升压电路的调试及实验结果

现将TL494的定时电阻取为1.9kΩ，定时电容取为0.01 μF。此时输出触发脉冲的频率为30 kHz，幅值为10 V，开关管的触发脉冲如图8（a）所示；触发脉冲G1，G2的死区时间为1.5 μs左右，触发脉冲的死区时间如图8（b）所示（任取一个周期），此时整流滤波后的直流母线电压为332 V。

图8 推挽升压电路的实验波形

4.2 驱动电路的调试及实验结果

加在逆变全桥上的触发波如图9（a）所示（以左侧桥臂为例），输出电压幅值为13 V，周期为20 ms；同一桥臂上、下开关管触发脉冲的死区时间约为1.8 μs，如图9（b）所示（任取一个周期）。

图9 驱动电路的实验波形

4.3 全桥逆变电路的调试及实验结果

本研究对全桥逆变电路滤波前及滤波后的波形分别进行测试，滤波前的波形如图10（a）所示，输出电压幅值为332 V，周期为20 ms；滤波后的正弦波如图10（b）所示，输出电压的有效值为224 V，周期为20 ms，THD约为3.7%，系统效率约为88.6%。

图10 逆变电路的输出波形

5 结束语

本研究详细介绍了该车载逆变电源的硬件参数设置及控制策略。推挽升压电路采用高频变压器进行隔离升压，大大减小了系统硬件电路的体积及噪声污染；该电路使用单片机作为主控芯片，易对SPWM触发波占空比进行控制，也易于进行系统功能的扩展设计。经反复实验，本研究采用“逆变电路先触发、升压电路后触发”的控制方式，解决了以往逆变电源启动困难的问题，但是该部分缺少相关理论分析；由于PCB线路板布局问题系统的效率还未满足设计要求有待进一步改进。经实验验证，系统的控制方案稳定、可靠，并且该逆变电源具有体积小、散热好、噪声小、易启动的特点，既便于安装也适合产品化生产。

（References）:

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［6］［作者不详］.TL494脉宽调制芯片-技术手册［EB/OL］.［1995-08-05］.http://www.21icSearch.com/pdf-A85BE9B C09F73D98/TL494.html#.

［7］STC12C5A60S2 技术手册［EB/OL］.［2013-10-18］.http://www.stcmcu.com/datasheet/stc/STC-AD-PDF/STC12C5A60 S2.pdf.

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