X波段ISAR波形激励与失真补偿∗

韦春海,程焰平

(中国电子科技集团公司第三十八研究所,安徽合肥230088)

0 引言

近年来,随着集群目标分辨识别、高分辨率微波成像雷达等技术研究的快速发展,超宽带雷达在目标成像与目标识别领域得到了越来越广泛的应用。超宽带雷达波形的设计与产生部分作为超宽带雷达中的一个关键组成部分,它的指标和性能将直接影响到整个雷达系统的性能。因此对超宽带雷达波形产生技术的研究具有十分重要的意义。

可扩充阵列多功能逆合成孔径[1-3]相控阵雷达试验系统拟采用宽带天线单元,组成0.6 m×0.35 m的小面阵宽带有源相控阵天线,进行可扩充阵列多功能相控阵雷达的各项试验。实现X波段宽带ISAR精细成像,并进行实时成像、目标识别等。为了实现距离维的高分辨率成像,该可扩充阵列多功能相控阵逆合成孔径雷达采用了带宽为1 GHz的脉冲线性调频信号作为发射信号,此发射信号的波形产生采用数据存储直读方式,其将波形的基带数据存储在只读存储器中,经D/A变换、低通滤波、正交调制到所需的中频,其激励采用直接上变频方式。

1 波形激励组成

波形激励的主要功能框图如图1所示。

波形产生和激励器主要是产生宽带/窄带线性调频信号,为雷达成像、探测提供高质量的波形。随着现代数字技术的发展,直接数字波形合成(DDS)的方式获得脉冲压缩信号已为现代雷达普遍采用。通过对几种模拟与数字线性调频信号产生方法的比较,本文采用了以直接数字波形合成(DDWS)加正交调制的系统方案,并结合实际的仪器设备,产生了带宽为1 GHz的超宽带线性调频信号。

图1 波形激励方框图

本文的波形激励不仅克服了现有技术中高体积重量、高成本等缺点,使通道实现微型化(集成化设计技术),而且采用通用模块化及强电磁兼容设计技术,以适应机载或星载等小型运动平台侦察系统。

2 波形激励电路设计

逆合成孔径成像宽带雷达通常利用宽带的线性调频信号脉冲压缩技术来获得高的距离分辨率,宽带雷达的关键质量因素是可实现的距离旁瓣抑制度。距离旁瓣的抑制度决定可达到宽带目标识别的动态范围,伴随着目标识别要求的提高,对分辨率的要求也越来越高,导致信号频带变得越来越宽。

本波形激励的工作带宽为宽带1 GHz、窄带5 MHz,波形产生与发射激励电路窄带和宽带选用同一模块,当工作于窄带模式时,波形产生输出一窄带中频信号,该信号经上变频及倍频产生X波段窄带线性调频射频信号。当工作于宽带模式时,采用的硬件与窄带相同,产生X波段瞬时带宽为1 GHz的发射信号。

2.1 波形产生

其原理框图如图1所示。

理想线性调频信号复数表达式可以写成[4]

为信号的复包络;τ为脉冲宽度;μ为频率的变化率,μ=B/τ(B是脉冲内信号带宽)。

式(1)的实信号表示为

式中,f0为载波频率。合成孔径雷达方位向的高分辨率是通过天线孔径综合原理得到的,而距离向的高分辨率要借助于宽带超宽带技术和脉冲压缩来实现。因此,脉冲压缩旁瓣抑制度是检验宽带LFM信号的关键质量因素。由于信号产生链路受温度、时间影响较小,其幅频特性和相频特性均可被认为是频率的缓变函数。可以采取补偿措施来抵消信号传输链路失真带来的影响,以获得高质量的线性调频信号。通过实验验证,采用预失真补偿方法对系统的幅相误差具有较好的补偿效果。

由式(1)可进一步得到振幅频谱和相位频谱[5]：

式中,Π1(f)称为平方律相位项,Π2(f)称为残余相位项。

数字直接合成基本理论依据[6]就是奈奎斯特采样定理。直接数字频率合成法(DDFS)是在每个采样时刻,将一个用户可以设置的值(频率控制字)加到一个相位累加器寄存器,累加结果用来作为一个SIN或COS查找表的索引值,将相位转换成幅度值,然后再经过D/A转换器和低通滤波器,得到所需频率的模拟信号。DDFS的工作实质是以参考时钟频率对相位步进等可控间隔的采样及对采样值的模拟重构。

存储器直读法(DDWS)[7-8]先根据预定的采样率FS、基带带宽B和时宽T,由Chirp信号数学表达式计算出I、Q正交两路基带信号的各点采样值,再按顺序存放于高速存储器中,通过采样时钟产生的地址码,依次读出各点的采样值,然后通过DAC转换成I、Q正交两路基带信号。

其结构如图2所示。

图2 存储器直读法(DDWS)结构图

以上是理想的情况,但在实际的实现过程中,由于模拟器件的特性的不一致性,以及环境温度的变化、电源电压的变化、信号功率的变化等原因引起的电路工作特性的变化,从而引起I、Q两路的工作特性的不一致,造成I、Q两路的直流偏置漂移、幅度和相位的不一致,使得实际输出的信号不是原来所需的信号s(f)。

假设正交接收机输入理想的单频信号。则理想输出信号[9]为

实际中由于幅度一致性、相位正交性非理想,两路输出为

两路组合成复信号的傅里叶变换为

对上述由于正交不一致性产生的成对回波误差信号,可利用误差补偿函数,生成校准矩阵进行校准。可一次性对I、Q两路各自幅频平坦度、相频线性度、两路之间幅度一致性和相位正交性这些误差因素同时预以校正。

2.2 失真补偿

预失真补偿的过程如下：相位补偿系数同时提供给I路和Q路,用于补偿发射机相频特性的误差。Q路相位补偿系数只提供给Q路,用于补偿I、Q模拟正交调制的相位误差。幅度补偿系数则用于补偿发射机幅频特性的误差以及I、Q两路的幅度误差。幅度控制逻辑完成的功能就是将发射机的幅频特性误差与I、Q两路的幅度误差分离开来,分别进行补偿。通过在线测试,得到发射机的幅频和相频特性以及I、Q的正交特性,进而得到与频率相关的优化补偿系数表。其实现框图如图3所示。

图3 宽带信号产生及系统失真补偿技术实现框图

幅相失真采用Agilent54854A数字示波器进行采集,对采集数据进行FFT,获得频域幅度失真和相位失真,对信号源进行预失真补偿。系统失真补偿算法程序流程图如图4所示。

算得的幅度误差、相位误差如图5和图6所示。

图4 系统失真补偿算法程序流程图

图5 幅度误差曲线

图6 相位误差曲线

1)直流分量的影响不考虑幅度和相位的不一致性,只考虑I、Q两路存在直流偏置漂移时对输出的影响。由H(f)=1,则其镜频分量为零,此时直流偏置分量与信号的零频分量的比为

2)幅度不一致的影响不考虑直流偏置和相位特性的不一致,此时主信号与其镜频之比为

3)相位不一致的影响只考虑相位不一致对输出信号的影响时,此时主信号与其镜频之比为

4)幅度和相位都存在不一致时,主信号与其镜频之比为

宽带信号函数的获得在实际工作中可用矢量网络分析仪测量得到正交解调器I、Q两路的传输函数,通过简单的计算则可以得到H(f),或用高采样率的数字示波器对I、Q通路进行采样,用Hilbert变换的方法进行计算同样可以得到H(f)。当然,为获得精确的频谱分析结果和校正函数,以实现误差的精确校正,两种方法都需要对测试信号的频率、带宽和时宽提出要求,所有的这些问题都可以通过计算仿真来解决。

我们采用高采样率的数字示波器对I、Q通路进行采样的办法对正交解调误差进行校正,校正结果如图7所示。

可以看出校正前脉压主副瓣比只有-20 dB,校正后主副瓣比达-38 dB,证明预失真补偿是有效的。

2.3 发射激励电路设计

发射激励电路由开关滤波器组、上变频器、放大器、滤波器和四倍频器等组成,采用了集成模块化及MMIC技术,将以上电路集成于一个模块中,其中上变频器、放大器、四倍频器采用了 MMIC器件,MMIC电路间采用了0.25μm的金丝互联技术。

图7 误差校正前后结果对比

在宽带工作模式下,波形产生电路的输出线性调频信号,对其进行带通滤波后,再与本振信号上变频,产生S波段的线性调频信号,最后将此信号经过四倍频器得到X波段线性调频发射激励信号。在窄带工作模式下,波形产生的信号每隔25 MHz为一工作点,变频及倍频方式与宽带相同,输出X波段窄带信号。

若DDS的输出信号为

载波信号为

则滤波后发射激励信号为

相干系统中,发射信号的相位为

对于相干系统,θ为S(t);SL(t)间的相位差,θ为常数,显然,一倍频后,S(t)的相位变为2θs,调频斜率变为2k,也就是说,两倍频后带宽扩展到两倍,如果DDS的信号带宽为250 MHz,则发射激励信号的带宽变为1 000 MHz。

为了分析混频器对射频信号和本振信号的泄漏、射频信号和本振信号的互调、本振谐波信号的泄漏对发射激励输出的杂散的影响以及倍频器各次谐波抑制对输出杂散影响等,须借助ADS软件进行仿真。

对上述电路仿真,发射激励输出频谱如图8所示。

图8 发射激励输出频谱

从图8可以看出,主谱与最大杂谱的抑制为17.792-(-47.737)=65.529,杂散抑制大于60 dBc,能够满足系统指标,且余量较大。

该设备随整机进行外场实验,经测试达到如下指标：

信号形式 线性调频

工作频率 X波段

瞬时带宽 1 000 MHz(宽带),5 MHz(窄带)

发射激励输出峰值功率 ≥10 dBm

发射带外杂波抑制度 ≥50 dB

激励改善因子

宽带激励改善因子≥48 d B

窄带激励改善因子≥57 d B

3 结束语

该雷达波形激励随接收系统方案论证后,采用了倍频法提高激励带宽,突破了宽带信号产生及校正、宽带激励等宽带相控阵雷达系统的关键技术,解决了宽带、窄带系统的波形激励硬件共用问题,完成设计验证后投产。随接收系统一起完成外场联试,波形激励信号经窄带接收机处理后雷达整机成功发现并跟踪民航飞机,转宽带接收成功成像。经测试各项指标均已达到或超过原定指标要求,该系统已成功应用于某雷达整机产品。

[1]张直中.先进合成孔径雷达/逆合成孔径雷达成像及其特征分析[J].雷达科学与技术,2005,3(2)：65-70.

[2]CHEN V C,LIPPS R.ISAR Imaging of Small Craft with Roll,Pitch and Yaw Analysis[C]∥Proceedings of 2000 IEEE International Radar Conference,Alexandria,VA：IEEE,2000：493-498.

[3]LIPPS R,KERR D.Polar Reformatting for ISAR Imaging[C]∥Proceedings of the 1998 IEEE Radar Conference,Dallas,Tx：[s.n.],1998：275-280.

[4]谭剑美,孙婧,张卫清,等.高分辨率线性调频信号产生及预失真补偿[J].雷达与对抗,2007,2(3)：29-32.

[5]于勇,师亚辉,杨智勇.预失真补偿技术在高分辨SAR系统中的应用[J].遥测遥控,2006,27(6)：30-33.

[6]PARKES S M.Advanced Digital Techniques for High Bandwidth Chirp Generation[C]∥IEEE International Radar Conference,Brighton：IET,1992：501-505.

[7]祝明波,常文革,梁甸农.线性调频基带数字产生的关键技术研究[J].国防科技大学学报,1999,21(2)：62-66.

[8]李衍忠,蔡英杰,向敬成.宽带LFM信号数字产生与采集系统[J].系统工程与电子技术,2000,22(11)：16-18.

[9]程焰平.X波段可扩充相控阵雷达接收机实验研究[J].雷达科学与技术,2010,8(3)：264-268.