面向远端串扰的电路信号降扰研究

郑学伟

（辽宁广播电视大学 辽宁 沈阳 110034）

现代电子设备高速、高频、小型化的发展趋势使得电路板信号完整性问题日渐突出。信号在电路板的微带线内传输时，其周围会有电场与磁场的存在，通常称之为边缘场。如果另一条微带线与此条微带线相邻较近，将会受到此边缘场的影响进而发生串扰现象。

针对微带线间串扰问题，已有许多学者采用多种方法来降低串扰的影响。其中最常用的是在微带线间加入不同形状的接地防护线的方法。这些形状包括传统型防护线、带接地过孔的防护线、弯曲性防护线等。比如Lee等人[1]将不加防护线、普通防护线、带过孔防护线以及弯曲型防护线进行比较，得到的结论是弯曲型防护线可以更好的降低远端串扰的影响；李丽平等[2]研究了在防护线上每隔一定距离添加接地过孔的情形，研究中指出孔间距离应小于信号RT/2（RT为传输信号的上升时间）时间内的传输距离，同时加大防护线的宽度也会使耦合噪声降低；Li等[3]提出了一种新的布线方法，从文中结果分析可知对于降低远端噪声而言，这种布线方法的效果要优于加入弯曲型防护线的效果；李学峰等[4]分析了隔离带宽度，介质层厚度等参数对串扰的影响。曹海舟[5]与黎淑兰等[6]提到采用将干扰线两侧添加带过孔防护线的措施来降低串扰的影响。黎淑兰等人的研究结果表明，过孔与攻击线间距离越近越有利于减小迹线间的串扰，过孔直径越大串扰越小；安静等[7]采用FDTD方法，对防护线的高度、孔间距、孔径以及保护带与强信号线间距等因素对防护线的性能的影响展开研究。Yuki Kitsunai[8]与Yang Guang[9]等对不完整参考平面的情况下串扰的情况进行了分析；白雪等[10]利用三维电磁仿真工具对具有不同介电常数和衬底材料进行了仿真和分析，得出了不同衬底下电场分布及近端与远端串扰随频率、衬底介电常数和厚度的变化曲线，研究表明随着衬底介电常数和厚度的增加，串扰呈现正弦上升趋势。

本文将基于Ansoft HFSS软件仿真平台，通过建立微带线模型，对比不同保护线情形下串扰的影响，对RSR结构与添加介质层的方法展开具体研究。通过得到的S41参数变化曲线，讨论RSR结构中金属贴片的几何参数数量对降低远端串扰的影响。另外讨论了在微带线上方添加介质层的厚度以及材料的相对介电常数对降低远端串扰的影响。

1 S参量的计算

S参量是建立在入射波与反射波关系基础上的网络参数，如图1为N端口网络示意图。与端口i相关联的入射功率与反射功率可被定义为：

其中，Vi与Ii分别是第i个端口的电压和流入电流，Zi为从端口向外看的阻抗，Z*i是Zi的共轭复数。

图1 N端口网络示意Fig.1 diagram of N port network

对于微波电路来讲，Zi通常是实数并且等于50Ω，因此S参数矩阵可写为

用Smn来定义相关端口的散射参数，m为输出端口，n为输入端口。假设只有n端口为激励端口，其他端口接匹配负载，则输出端口的输出功率为bm，输入端口输入功率an，则有

2 模型建立与结果验证

所研究的双微带线模型如图2所示。

图2 双微带模型示意图Fig.2 model of doublemicrostrip

两微带线间的距离用B表示。微带线材质为铜，相对介电常数为0.999 991，电导率为5.8×107s/m。微带线物理尺寸为：线宽W=3mm，厚度T=0.035mm，长度L=50mm。基板材料为FR4，相对介电常数εr=4.4，厚度H=1.6mm。端口1为激励端口，其他端口接50Ω匹配负载。

3 降低远端串扰的方法

目前，降低远端串扰的方法有很多种，较为普遍是增大线间距、添加防护线等。图3为不同线间距下远端串扰的变化曲线。

图3 微带线间远端串扰的变化Fig.3 The far-end crosstalk change withmicrostrip lines

从图3可以看出，远端串扰随着线间距地增加而减小。在B=3W时，S41的幅度相对于B=W/3时减小了约20 dB左右，并且随着频率的增大，其差距更大。因此增大线间距是降低远端串扰的非常有效的方法，但是此种方法对电路板的体积提出了更高的要求，在电路板体积有所限制的条件下，此种方法难以实施。

RSR结构防护线与带过孔的防护线相比具有更好的降低远端串扰的效果。在微带线上方添加一定厚度的覆盖介质层也能起到较好的降低远端串扰的效果。文献[11]中提到用RSR结构防护线如图4所示。金属贴片在微带线间均匀排布，分别将其编号为，其两端与干扰线和受扰线的间距相等。分别用k、m、n来表示金属贴片的长、宽、高；用dm表示贴片间距离。

为研究金属贴片长度变化对微带线间远端串扰噪声的影响，取金属贴片的材质为铜，数量为25片，m=1mm，dm=1mm，n=0.035 mm，改变k的值，得到如图5所示在不同k值下S41变化曲线对比图。

从图5中可以看出，在金属贴片长度从3～7.4 mm变化时，长度的增加伴随着远端串扰的减小；当长度k=8 mm时，此时频率在0～5.2 GHz范围内，S41的幅度相比于k=3mm时已大大减小，减小幅度最高达到35 dB左右；频率在5.2～7GHz范围内，此时S41的值会增加，大于k=7.4mm时的值；k=8.2mm时，在0～3.1 GHz频段内所对应的S41值已小于-50 dB。当长度继续增大到8.4mm时，S41的幅度又有所回升，并且在2.5～7 GHz频段内，其值迅速增加。因此，在设计RSR结构防护线时，为尽可能大幅度的降低远端串扰的影响，在相对较低频段，尽量增大金属贴片的长度来达到降低远端串扰，而且此时会存在最佳长度值。在相对较高的频率段，金属贴片的长度不宜过大。

图4 RSR结构示意图Fig.4 The diagram of RSR

图5 S41幅度变化对比Fig.5 Variation of the amplitude comparison chartof S41

将编号为2，4，…，24的金属贴片剔除，剩余13片。然后再将编号为 3，7，…，23 剔除，剩余 7 片；再将编号为 5，13，21的金属贴片剔除，剩余4片。最后得到对比曲线如图6所示。从图6中可以看出，随着微金属贴片数量的减少，S41的幅度会有所上升。而且在低频段内，通过增加金属贴片的数量，可以大大降低远端串扰的影响。

图6 S41的变化关系Fig.6 Variation diagrams of S41

分别取k=7mm与k=8mm，金属贴片数量为25片，改变金属贴片的厚度n，其他参数不变。得到的S41幅度随频率的变化曲线如图7所示。从图7（a）中，可以看出，当贴片厚度n=T=0.035 mm时，此时S41的幅度最小。从图7（b）中可以看出，在0~3.5 GHz频段内，n=0.035 mm所对应的S41的幅度最小，在4~7 GHz频段内n=0.01mm所对应的S41值最小。综上图7中的两幅图可以说明，如果选择的金属贴片的材质与微带线相同，那么在RSR结构防护线线中，在一定频段内，要尽量将金属贴片的厚度等同于微带线的厚度，这样可以降低远端串扰的影响。

图7 不同金属贴片厚度对应的S41变化关系图Fig.7 Variation diagrams of S41 between differentmetal coating thickness

降低远端串扰影响的另外一种方法是在微带线上方覆盖介质层，其结构如图8所示。

图8 微带线示意图Fig.8 model ofmicrostrip

图9（a）为覆盖介质层相对介电常数为5.5时，不同厚度的覆盖层所对应的S41变化关系曲线。由图中可以看出，当覆盖层介质的厚度小于0.5mm时，此时的S41幅度要大于没有介质层时的所对应的S41幅度；当介质层厚度为2mm时，此时S41的幅度降低超过5 dB。因此，在条件允许的情况下，将覆盖介质增加的尽量厚可以降低远端串扰的影响。图9（b）为覆盖介质层厚度为1mm时，相对介电常数变化时S41幅度的变化曲线，从图中可以清晰看出，S41的幅度随着覆盖介质层的相对介电常数的增大而减小，S41幅度值降低超过10 dB左右。

图9 S41的变化曲线Fig.9 Change curve of S41

4 结束语

通过对RSR防护线结构尺寸以及覆盖介质层厚度对微带线远端串扰影响的仿真研究，发现在微带线间加入防护线以及覆盖介质层的方法都可以有效的降低远端串扰的影响。在所设置的结构参数下，当频率处于0～3 GHz时，增加RSR结构中金属贴片的长度、数量以及覆盖介质层的厚度及相对介电常数都会降低远端串扰产生的影响。在其它频段，需要根据信号的具体频率决定参数的最优设置。在PCB设计中，如果使用RSR防护线，要尽量增加金属贴片的数量，选择适宜的长度，这样会达到较好的降低远端串扰的效果。本文的研究成果对于高频电路板设计和布线具有一定的指导借鉴意义。

[1]Kyoungho LEE，Hyun-Bae LEE，Hae-Kang JUNG，et al.A Serprntine Guard Trace to Reduce the Far-End Crosstalk Voltage and the Crosstalk Induced Timing Jitter of Parallel Microstrip Lines [J].IEEE Transactions on advanced packaging，2008， 31（4）:809-817.

[2]李丽平，李玉山，王崇剑.防护线减小微带线间串扰的FDTD分析[J].电子与信息学报，2006，28（3）:574-576.LILi-ping，LIYu-shan，WANG Chong-jian.FDTD analysis of the crosstalk reductionwith guard tracebetweenmicrostrips[J].Journal of Electronics&Information Technology，2006， 28（3）:574-576.

[3]LI Huan-huan，GUO Chen-jiang，ZHANG Yu.Research of Crosstalk Reduction between Microstrip Lines Based on High-Speed PCBs[C]//Antennas Propagation and EM Theory.Guangzhou，2010:994-997.

[4]李学锋，权赫.基于隔离带方法的两平行微带线间串扰抑制分析[J].计算机测量与控制，2011，19（9）:2237-2240.LI Xue-feng，QUAN He.Analysis and suppression of crosstalk for two parallelmicrostrip by using isolationstrip[J].Computer Measurement&Control，2011，19（9）:2237-2240.

[5]曹海舟.减小PCB微带线间串扰方法分析[J].电子质量，2008，（1）:73-75.CAO Hai-zhou.Analysis of approach for reducing crosstalk between coupledmicrostrip lines[J].ElectronicsQuality，2008，（1）:73-75.

[6]安静，武俊峰，吴一辉.防护带结构参数对耦合微带线间串扰的影响[J].武汉理工大学学报，2010，32（23）:81-84.AN Jing，WU Jun-feng，WU Yi-hui.Influence of the structural parameters of via fences on reducing the crosstalk between coupled microstrip Lines[J].Journal of Wuhan University of Technology，2010，32（23）:81-84.

[7]Yuki K，Teruo T，Takayuki S，et al.Time Domain Analysis of Crosstalk between Microstrip Lines Placed along Slot with VariousWidths and Lengths[C]//Proceedings of APMC 2012.Kaohs-iung， Taiwan，2012:274-276.

[8]YANG Guang，LU Ying-hua.Crosstalk analysis of high speed digitalmicrostrip traces over a slotted ground plane using the non-uniform FDTD method[C]//International Symposium on Electromagnetic Compatibility.Qingdao，2007:118-121.

[9]LIN Ding-bing，WANG Chen-kuang，LU Chi-hao，et al.Using rectangular-shape resonators to improve the far-end crosstalk of the coupled microstrip lines[C]//PIERS Proceed-ings，2011:1612-1616.

[10]ATEF Z.ELSHERBENI，VEYSEL DEMIR.The Finite-Difference Time-Domain Method for Electromagnetics with MATLAB Simulation[M].SciTech Publishing，Inc.2009.