平板磁芯磁耦合谐振式无线电能传输技术

郭 尧，朱春波，宋 凯，魏 国，逯仁贵，徐石明

(1.哈尔滨工业大学电气工程与自动化学院，150001哈尔滨;2.南瑞集团国网电力科学研究院，211000南京)

磁耦合谐振式无线电能传输技术由美国麻省理工学院Marin Soljacic教授于2006年首次提出［1-2］，其采用磁场的近场耦合谐振原理，相对于传统的感应式无线电能传输技术，具有传输距离远，传输效率高的优点，成为近年来的研究热点［3-4］.能量耦合机构是无线电能传输系统的核心部件［5］，从其结构上可分为无磁芯结构和含磁芯结构(见图1).无磁芯结构由于其电感量小，便于小型化，因此往往应用于高频小功率场合［6］.在大功率无线电能传输系统中，为了降低损耗，提高传输效率，往往使系统工作在几十到几百kHz的中低频范围，需要在耦合机构加入磁芯，提高自感量和耦合系数［7］.

在电动汽车无线充电中，铺设于地面的发射端与车辆底盘的接收端距离为十几厘米，且往往处于非对正位置，在该条件下保证原副边足够的耦合系数，实现高效大功率能量传输，是电动汽车无线充电研究的重点问题［8］.平板磁芯(Planar Core)由于具有薄型化、传输功率密度高等特点，近年来开始被一些机构用于电动车无线充电研究中.日本埼玉大学采用双边线圈绕组平板磁芯结构，减少了线圈绕组长度，降低系统铜耗，实现了功率1.5 kW、距离70 mm的无线电能传输［9-10］.美国橡树岭国家实验室采用直径330 mm的圆盘型磁芯结构，制作了功率2 kW、距离100 mm的无线电能传输样机［11-13］.韩国科学技术院采用440 mm×440 mm的平板磁芯结构，实现了距离200 mm、功率100 W的无线电能传输［14］.本文在理论分析无线电能传输系统参数的基础上，搭建了功率1.85 kW、距离100 mm的无线电能传输实验平台，对采用平板磁的系统各项性能进行了理论计算和实验探究.

图1 两种传输系统结构示意图

1 系统理论分析

图2为采用串并结构的双线圈谐振系统电路模型，其中，uS为正弦电压源，其电压幅值为U0，CS和CR分别为原边和副边谐振电容，LS和LR分别为原边和副边线圈的自感值，rS和rR分别为原边和副边线圈内阻，RL为等效负载，原副边线圈之间的耦合系数为k.

图2 串并结构的双线圈谐振系统电路模型

依据原副边电路结构，列写如下微分方程:

两端产生的感应电动势为

由式(1)、(2)，分别列写回路方程:

其中:βS=rS/(2LS)为发射线圈阻尼系数，βR= rR/(2LR)+1/(2RLCR)为接收线圈阻尼系数，为发射端与接收端之间的耦合互感，ω0S、ω0R分别为发射端与接收端之间自谐振频率.

负载电压即为副边电容电压uCR，依据微分方程组(3)，设其解形式为

解上述方程组可得

其中:

由式(4)可以得到负载电压与频率、耦合系数的关系曲线.同样，设原边电容电压为

根据回路结构的微分方程组(3)，可解得

则输出电流iS为

其中IS为输入电流幅值，φS为相对于输入电压的相差.则电压源的输出功率为同时接收端的负载接收功率为

则能量的传输效率为

根据式(4)～(6)可计算出系统的输出功率和传输效率.当电源的工作频率使X与Y的平方和最小时，系统将会发生磁耦合谐振，负载端接收到的能量最大.

2 传输系统的设计与优化

传输系统的结构示意图如图3所示，能量供给电路为大功率直流源，经高频全桥逆变后激发由原边谐振电容组和发射线圈构成的谐振腔，产生高频交变磁场.能量接收线圈与副边谐振电容组构成谐振回路，感应发射线圈产生的交变磁场并发生谐振.接收能量转换电路包括了高频整流、DC/DC变换，将接收的交流转换为直流给负载供电.

2.1 平板磁芯结构

磁芯作为无线电能的载体，在进行大功率远距离传输时对于功率效率等性能的提升起到了重要作用.无线电能传输领域(包括磁感应式与磁耦合谐振式)通常采用“E型”或者“罐型”等磁芯，这类磁芯作为能量耦合机构，传输距离较短(1 cm左右)，且抗偏移能力差.本文采用的为薄板状平板磁芯，体积小、质量轻、便于固定，且具有等效面积大等优点.磁芯材料参数如表1所示.

图3 传输系统结构示意

表1 平板磁芯参数

2.2 传输线圈

根据式(4)的分析，传输线圈的内阻直接影响负载上的接收电压.由集肤效应可知，随着频率的升高，电流在导体内呈现不均匀分布，越靠近导体表面的电流越大，导线等效内阻变大，所以降低导线的阻抗变得尤为重要.集肤深度随着频率的升高而减小，图4(a)为线径1 mm的单铜线集肤深度/交流阻抗比随频率变化情况.本系统采用Litz线代替单股铜线，为单股直径0.1 mm的超细漆包绞制而成，如图4(b)所示，可以有效降低导线高频损耗并控制传输线圈的热损耗.

图4 传输线特性

在线圈的绕制方式上，本系统采用单面螺旋绕制方式，相对于双面包裹式绕制，磁力线走向与磁芯平面垂直，更有利于实现磁场均匀化和提高传输距离.

2.3 功率驱动源设计

传统无磁芯结构磁耦合谐振式无线电能传输系统由于功率级别较低，较多采用为E类放大或半桥结构.本文采用全桥逆变结构，系统工作频率140 kHz.图5为全桥逆变结构图.由于MOSFET开关频率较高，开通关断过程中易引起较高振荡，从而损坏器件.图5中加入了RCD吸收回路，用以吸收MOS管体电容关断过程产生的振荡;加入栅极保护电路，为栅极和漏极间电容提供泄放回路，进一步降低开关损耗.

图5 全桥逆变电路图

3 实验验证与分析

3.1 平板磁芯对耦合系数的影响

在5～150 mm这一电动汽车无线充电距离范围内，对原副边均为20 cm×20 cm的方形螺旋线圈加入平板磁芯前后的耦合系数进行测量，结果如图6所示.可以看出，加入平板磁芯对提高原副边耦合系数有较为显著的作用.

图6 耦合系数随距离变化曲线

3.2 频率对传输的影响

系统工作时，能量发射线圈与接收线圈通过空间交变磁场传输能量，二者工作频率与逆变电路输出频率一致.确定线圈以及串并联谐振电容，改变逆变输出频率，即可分析传输系统在不同频率下的传输性能.图7为不同频率下负载上的功率以及发射端电压电流的相位差.当施加在线圈上的频率偏离谐振线圈与谐振电容组成的谐振系统的固有频率时，谐振系统呈现出感性或容性，传输功率中的无功分量增加，负载上接收到的功率减小.

图7 不同频率下负载上的功率及发射端电压电流的相位差

实验过程中发射端输入电压波形为方波，由于谐振电路的选频作用，以下只考虑傅里叶展开后基波分量的能量及传输效率.因为谐振电路对高次谐波分量的阻抗较大，这部分能量并没有高效传输.如果以全部方波能量作为线圈激励进行计算，由帕斯瓦尔定理知各次谐波的能量与谐波系数的平方成正比，频率为ω0的基波所占能量比重最大，为81%［15］，那么实际传输效率可能会低于90%.实验参数如表2所示.

根据系统参数计算得到的系统输出功率、传输效率等参数与实际实验测得结果比较如表3所示.

可以看出，串联-并联结构的磁耦合谐振系统传输模型计算结果和实验结果基本一致，但仍有部分差异，其原因在于:1)计算时未考虑逆变源内阻，而实际中，半导体功率器件不可避免的存在导通损耗和开关损耗，因此实际的能量传输效率低于计算值.需要注意的是，在波长远大于线圈尺寸的情况下，环形线圈的辐射效率很低，可以忽略不计.2)计算时认为谐振电容是理想电容，而实际中电容有诸多寄生参数，如等效并联电阻(EPR)、等效串联电阻(ESR)、等效串联电感(ESL)等，并且电路工作时，谐振电容组温度上升，引起容值漂移［16］，这些原因均会导致实测共振频率偏离理论计算值.3)参数测量环节存在误差，尤其是线圈内阻等微小量的测量误差较大.针对以上问题，可通过采用高耐压无感谐振电容器，以及高频逆变电路软开关技术实现进一步改进.

表2 实验系统参数

表3 实验结果与计算结果对照

3.3 水平移位传输实验

分别对单方向移位和对角线移位两种情况进行实验，如图8(a)所示，实验各参数与上一节参数一致.单方向移位25%(20 cm×20 cm磁芯移位5 cm)，对角线方向移位15%(20 cm×20 cm磁芯移位3 cm)时系统整体传输效率变化很小.继续增大移位时，磁芯效率变化较小(最低仍为70%以上)，而整体效率下降较大，其原因是由于此时副边对原边反映阻抗特性的变化，导致系统原边高频逆变的无功分量增大，在其开关器件上存在较大的功率损耗.

图8 系统侧移性能研究

3.4 功率传输

图9为100 mm距离下系统传输功率与效率曲线，负载为白炽灯，直流输入145 V时负载接收功率1.85 kW，从直流源输入到负载的系统整体传输效率为75%～82%.

图9 100 mm距离下负载功率整体传输效率

4 结 论

1)在同样的传输距离下，加入平板磁芯有效提高了能量发射端与接收端的耦合系数，提高了系统的传输性能.

2)以较小尺寸的发射/接收端结构(20 cm× 20 cm×1 cm)实现了功率1.85 kW，效率80%的能量传输，解决了小尺寸大功率无线能量传输难题.

3)采用平板磁芯的耦合机构磁场分布均匀，增强了系统的水平移位能力，为后续将该技术应用于电动汽车无线充电奠定了基础.

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