多电平变换器直流侧电压平衡控制电路

丁 娜， 舒泽亮

(西南交通大学磁浮技术与磁浮列车教育部重点实验室，四川 成都610031)

在二极管箝位型多电平变换器实现多电平输出的过程中，由于变换器每个工频周期内对每个直流电容充放电的能量不相等，因此，出现电容电压不平衡问题.当直流电容的电压不平衡时，每个开关器件承受的反向工作电压也不均衡，直接影响变换器开关器件的安全. 同时由于电压不平衡，多电平变换器甚至会退化成两电平变换器，输出电压电流畸变，失去多电平所具有的诸多优点.因此，多个串联的直流电容电压平衡问题是该类型变换器必须解决的问题［1-7］.

为解决直流电容电压平衡问题，已经有许多文献进行了相关研究. 一类是通过优化PWM(pulse width modulation)调制方法［8-11］. 但是这种方法经理论分析证明平衡与稳定的条件与负载电流的相角有关，对PWM 调制深度有限制，通过安装辅助电路可以拓展稳定域［12-13］. 另一类是通过增加辅助电路进行电容电压平衡，包括采用电感辅助电路和电容辅助电路，其中，采用一级电感辅助电路进行电容电压平衡控制已经在许多场合成功应用［14-16］.但是这种平衡电路只能平衡一个基本单元电路中的电容电压，而对于两个基本单元之间由于没有能量交换通路使得电容电压无法平衡.

本文针对上述缺点提出一种带二级电感的辅助平衡控制电路，通过对辅助开关的控制让变换器所有直流电容的电压平衡与稳定.

1 新的平衡控制电路原理

1.1 电路结构

图1 为n+1 电平的二级辅助电感实现所有直流电容电压的平衡控制电路.

图1 n+1 电平的二级电感辅助平衡电路Fig.1 The balancing circuit with two-layer auxiliary inductors for n+1-level diode-clamped converter

图1 中:C1，C2，…，Cn为直流电容;S11，S12，…，S1n，S21，S22，…，S2(n-1)为辅助开关器件，这些器件与其邻近的反并联二极管D11，D12，…，D1n，D21，D22，…，D2(n-1)一起组成正向可关断、反向可续流导通的开关.

为说明二级电感辅助平衡电路的工作原理，以五电平二极管箝位型多电平变换器主电路为例进行阐述.具体电路结构如图2 所示.

图2 五电平变换器的二级电感辅助平衡电路Fig.2 The balancing circuit with two-layer auxiliary inductors for 5-level diode-clamped converter

从图2 可知，电路采用了两级电感平衡基本电路单元.第一级平衡电路包括两组电感基本平衡单元;第1 组平衡单元由开关器件(S11、S12)、电容(C1、C2)和电感L11组成，实现C1和C2的平衡;第2 组平衡单元由开关器件(S13、S14)、电容(C3、C4)和电感L12组成，实现C3和C4的平衡. 第二级平衡电路只包含1 组电感平衡基本单元，由开关器件(S21、S22)、电容(C2、C3)和电感L21组成，实现C2和C3的平衡.

最终，C1、C2、C3和C4在3 组两级电感基本单元的平衡操作下实现全部电压平衡.

1.2 控制方法

为实现电容电压平衡，辅助电路的基本平衡单元控制遵循以下原则:(1)在一个基本单元内的串联辅助开关管不能同时处于导通状态，但可以同时关断，或者一个导通一个关断;(2)在一个开关周期Tp内，如果两个直流电容电压不平衡，与电压较高的那个直流电容并联的辅助开关管先导通.

下面具体说明整个调节过程. 假设电容电压VC1＞VC2.

第1 步 t0＜t ＜t1，在t =t0之前，辅助开关管S11、S12均关断，电容电压VC1＞VC2;在t =t0时，导通S11，C1放电，L11储能，电容电压VC1下降，VC2维持不变，电感电流iL11从0 线性上升.

第2 步 t1＜t ＜t2，在t =t1时，关断S11，S12维持关断，由反并联二极管D12提供放电电路，L11放电，C2储能，电容电压VC2上升，而VC1维持不变，电感电流iL11线性下降至0.

第3 步 t2＜t ＜t3，此阶段S11、S12均关断，电感电流维持0，电路进入稳态.

第4 步 t3＜t ＜t10，此阶段如果电容电压VC1＞VC2，电路重复第1 ～3 步，直至t =t10时，电容电压VC2＞VC1，即在此阶段结束时，串联的两个直流电容中电压较高的是C2.

第5 步 t10＜t ＜t11，因为在t = t10时，VC2＞VC1，因此，此时导通S12，同时关断S11.电容C2开始放电，电容电压VC2下降，电感L11储能，电容C1电压维持不变.

第6 步 t11＜t ＜t12，此阶段S11、S12均关断，由反并联二极管D11提供电感L11的放电通路，电感的储能向电容C1释放.电容电压VC1升高，VC2不变，当电感电流iL11降为0 后，此阶段结束.

第7 步 t12＜t ＜t13，电路进入稳态，开关管S11、S12均关断，电感电流维持为0.

图3 为辅助电路基本单元控制时序与电容电压波形图.按照以上控制过程，经过几个开关周期，串联的两个直流电容的电压将达到平衡.

图3 辅助电路基本单元控制时序与电容电压波形图Fig.3 Waveforms of basic unit control sequences and capacitor voltages

1.3 辅助电感选择

为了实现上述平衡控制，需计算辅助电感的参数.因为在一个控制周期中，辅助电感和直流侧电容要进行能量的转换，而电感量的大小限制了能量转换的能力.

考虑到一个控制周期时间较短，电容电压的变化很小，因此，在t0～t3段，主电路电流i1给电容C1充电的能量为

同理，这段时间主电路电流i3给电容C2充电的能量为

根据基尔霍夫电流定律，可得到

在t0～t1段，iS11=iL1，且iS12=0，根据式(3)可得

显然平衡电感的电流iL11不会对主电路向直流侧电容注入电流产生影响，也就是说，主电路的电流和平衡电感电流分别独立控制.

在t0～t1段，不考虑电压降，辅助电路电感L11的电流从0 线性上升，电容C1上的电压为

在t1时刻，电感L11电流为

在t0～t1段，电感L11中储存的能量为

在一个控制周期中电感电流下降为0，则有

根据式(1)、(2)、(7)、(8)，并考虑VC1和VC2近似等于Vdc的关系，则有

由于Tp=t3-t0，且当电容电压平衡时电容充放电时间近似相等，即t1-t0≈t2-t1，可认为t3-t2≈0，辅助开关占空比D 应满足

式中:Dmin、Dmax为占空比D 的最小值和最大值，Dmin应满足开关器件的导通时间要求.

根据式(9)和式(10)，辅助电感应满足

开关周期的选取与开关器件特性、电感大小有关.根据所选的器件查手册确定推荐开关频率，按照推荐开关频率确定控制电路中的开关周期.最高开关频率小于开关器件最大工作频率.

2 仿真与实验

2.1 MATLB 仿真验证

为了验证本文电压平衡电路的可行性，利用Matlab/Simulink 仿真工具搭建了一个五电平的二极管箝位型变换器，分别对带一级电感辅助平衡电路和带二级电感辅助平衡电路两种情况进行仿真.

仿真参数:直流电容470 μF，辅助电感1 mH，电容初始电压50.0 V，电容电压期望值47.5 V.

图4 为两种情况下电容电压的仿真结果，系统空载启动，在0.02 s 时加入电阻负载.

由图4(a)可知，带一级辅助电感平衡电路后，空载和加载情况下两个基本单元内的电容电压(VC1≈VC2，VC3≈VC4)均能达到平衡，但是两个基本单元间的电容电压不平衡(VC≠VC3).

由图4(b)可知，带两级辅助电感平衡电路不管空载还是带负载的情况下，所有电容电压均达到平衡状态.

图4 直流侧电容电压波形Fig.4 Waveforms of DC bus capacitors voltages

2.2 实验验证

为了验证所提平衡电路的有效性，搭建了五电平二极管箝位型多电平变换器实验系统.分别对带一级平衡电路和带二级平衡电路的多电平变换器进行实验，实验中有一段时间切断二级平衡电路的控制，即让二级平衡电路中的辅助开关管不工作.

主要的实验参数如下:电源电压/直流侧参考电压，100 V/190 V;直流侧电容，470 μF;逆变器交流侧电感，15 mH;平衡电感，1 mH

图5 为了五电平变换器直流侧电容的电压波形.由图5 可知，当二级平衡电路不工作时，基本单元内的两个电容电压可以平衡，但是两个基本单元之间电容电压不能平衡. 当二级平衡电路工作时，五电平变换器的所有电容电压之间可以实现平衡.

图6 为平衡辅助电路工作和不工作时的变换器输入线电压和线电流的实验波形.

图5 五电平变换器直流侧电容电压波形Fig.5 Waveforms of DC bus capacitor voltages of 5-level converter

图6 变换器输入线电压和电流波形Fig.6 Waveforms of converter output line-to-line voltages and current

从图6 可以看出，当变换器的平衡辅助电路不工作时，变换器输出线电压从七电平退化成五电平，这与仿真分析一致.

3 结束语

本文提出一种带两级辅助电感的适用于二极管箝位型多电平变换器的直流电容电压平衡电路.通过仿真和实验，得到如下结论:

(1)两级平衡电路结构简单，可适用于任意电平变换器.

(2)平衡电路采用独立控制，不仅可以平衡本单元内部电容电压，还可以使多电平变换器中所有的直流电容电压达到平衡.平衡效果良好.

［1］ POU J，PINDDO R，BOROYEVICH D，et al. Limits of the neutral-point balance in back-to-back-connected three-level converters［J］. IEEE Transactions on Power Electronics，2004，19(3):722-731.

［2］ PAN Zhiguo，PENG Fangzheng，CORZINE K A，et al.Voltage balancing control of diode-clamped multilevel rectifier/inverter systems［J］. IEEE Transactions on Industry Applications，2005，41(6):1698-1706.

［3］ SEEDIFARD M，IRAVANI R，POU J. Analysis and control of DC capacitor-voltage-drift phenomenon of a passive front-end five-level converter［J］. IEEE Transactions on Industrial Electronics，2007，54(6):3255-3266.

［4］ LI Rixin，WANG Fei，BURGOS R，et al. Average modeling and control design for vienna-type rectifiers considering the DC-link voltage balance［J］. IEEE Transactions on Power Electronics，2009，24 (11):2509-2522.

［5］ BOORA A A，NAMI A，ZARE F，et al. Voltagesharing converter to supply single-phase asymmetrical four-level diode-clamped inverter with high power factor loads［J］. IEEE Transactions on Power Electronics，2010，25(10):2507-2520.

［6］ POU J，PINDDO R，BOROYEVICH D. Voltagebalance limits in four-level diode-clamped converters with passive front ends［J］. IEEE Transactions on Industrial Electronics，2005，52(1):190-196.

［7］ MARCHESONI M， TENCA P. Diode-clamped multilevel converters:a practicable way to balance DClink voltages［J］. IEEE Transactions on Industrial Electronics，2002，49(4):752-765.

［8］ TEKWANI P N，KANCHAN R S，GOPAKUMAR K. A dual five-level inverter-fed induction motor drive with common-mode voltage elimination and DC-link capacitor voltage balancing using only the switching state redundancy-part 1［J］. IEEE Transactions on Industrial Electronics，2007，54(5):2600-2608.

［9］ BOUHALI O，FRANCOIS B，BERKOUK E M，et al.DC link capacitor voltage balncing in a three-phase diode clamped inverter controlled by a direct space vector of line-to-line voltages［J］. IEEE Transactions on Power Electronics，2007，22(5):1636-1648.

［10］ TRKWANI P N，KANCHAN R S，GOPAKUMAR K.A dual five-level inverter-fed induction motor drive with common-mode voltage elimination and DC-link capacitor voltage balancing using only the switching state redundancy-part 2［J］. IEEE Transactions on Industrial Electronics，2007，54(5):2609-2617.

［11］ BUSQUETS-MONGE S，ALEPUZ S，BORDONAU J，et al. Voltage balancing control of diode-clamped multilevel converters with passive front-ends［J］. IEEE Transactions on Power Electronics，2008，23 (4):1751-1758.

［12］ RODRIGUEZ J，BERNET S，STEIMER P K，et al. A survey on neutral-point-clamped inverters［J］. IEEE Transactions on Industrial Electronics，2010，57(7):2219-2230.

［13］ KOURO S，MALINOWSKI M，GOPAKUMAR K，et al. Recent advances and industrial applications of multilevel converters［J］. IEEE Transactions on Industrial Electronics，2010，57(8):2553-2580.

［14］ HATTI N，KONDO Y，AKAGI H. Five-level diodeclamped PWM converters connected back-to-back for motor drives［J］. IEEE Transactions on Industry Applications，2008，44(4):1268-1276.

［15］ SNO K，FUJITA H. Voltage-balancing circuit based on a resonant switched-capacitor converter for multilevel inverters［J］. IEEE Transactions on Industry Applications，2008，44(6):1768-1776.

［16］ 张欣，陈武，阮新波. 一种辅助电流可控的移相全桥零电压开关PWM 变换器［J］. 电工技术学报，2010，25(3):81-88.ZHANG Xin，CHEN Wu，RUAN Xinbo. A novel ZVS PWM phase-shifted full-bridge converter with controlled auxiliary circuit［J］. Transactions of China Electrotechnical Society，2010，25(3):81-88.