基于LDO电荷泵的快速瞬态响应的DC -DC电源

王 翀，蒋 鸿

（长园深瑞继保自动化有限公司 南京技术中心，江苏 南京 211106）

0 引言

新一代的微处理器、DSP和片上系统（SOC）在手持设备上得到了广泛应用，其功耗低、低压输出和负载快速变化的特点，对其供电的电压变换器提出了苛刻的要求[1]。DC-DC电压变换器因体积小、重量轻、效率高、性能稳定等优点在电子、电器设备、家电领域得到了广泛的应用[2]。这类交换式转换器至少会使用1个电感器作为电能储存元件，但当其负载发生较大变化时，因为输出电感的存在，电感中的电流无法快速变化来满足负载电流的变化，因此输出电容会通过放电、充电的形式，来补偿负载电流和电感中电流之间的差值，直到电感电流上升或下降到负载电流的水平。由于输出电容寄生电阻上的压降和电容两端电荷的变化，导致输出电容两端电压即输出电压会发生较大变化，且其恢复时间比较长，这在对输出电压要求性能比较高的电源中是坚决不允许的[3]。

目前有很多提高开关电源瞬态响应的技术[4-11]，主要有3种。

a.改善环路控制如U2控制、U2C控制、迟滞控制等非线性控制，通过提高其开环环路单位增益带宽来提高开关电源的瞬态响应。此技术在负载电流发生较小变化时效果很明显，但是当负载电流发生较大突变，反馈环路发生饱和（占空比为1或0）时，电源为一个开环系统，输出电感中的电流线性增加或减少。很明显，输出电压会继续增加或减少，因为输出电感中的电流无法快速响应满足其要求。因此在方法b中，采用步进的输出电感来提高瞬态响应。

b.当负载电流发生变化时把输出电感调至较小的瞬态值，使得电感中电流可以快速变化至负载电流；当开关电源工作在稳态时，把输出电感调至较大的稳态值，保证系统稳定工作，降低电压纹波。

c.采用一个辅助的电荷泵[11-12]，主开关电源一直工作，而此电荷泵仅在瞬态响应时工作，向负载提供需要的电流，这样既不影响转化效率，又可以提高其瞬态响应。目前，该技术广泛使用一个输出电感很小的开环的开关电源作为电荷泵，其工作原理和方法b一致。

方法b、c中都会增加多余的变压器或电感，且其控制开关的芯片面积会很大，成本增加；且电荷泵提供的电流是未知的不可控电流，因此输出电压会有阻尼振荡，引入电磁干扰。

而本文提出的基于低压差稳压器（LDO）的电荷泵可以很好地克服方法c所带来的多余的变压器、电感以及不可控的充/放电电流，因为此电荷泵的环路中不存在任何电感、电容等迟滞原件，因此充/放电电流可以更加快速地响应到需要的电流值；而LDO电荷泵的另一个优势是在瞬态调节时，输出电压会被LDO箝位在一个设定值，大幅降低了输出电压的波动；且没有电感、电容，更方便系统的电路集成。

1 新型电荷泵技术

当负载电流突然发生较大变化时，因为电感中电流无法产生突变满足负载电流，多余的电流将由输出电容提供，因此输出电容就会进行充放电。这种情况会导致输出电容的电压即输出电压过冲或者下降[13]，而且恢复时间比较长，如图1所示。图中，Io1为系统负载变化前的输出电流，Io2为系统负载变化后的输出电流。当负载变化瞬间，输出电压在负载电流阶跃增加时会突然下降ΔIresr（由输出电容的寄生电阻导致），电感中电流IL虽然一直线性增加，但始终低于Io2，因此输出电容一直处于放电状态；当IL=Io2时，输出电压最大降低 ΔUo；当 IL＞Io2时，输出电压开始上升，直至输出电压恢复为设定值。图中阴影部分A1、A2分别代表了输出电容上充、放的电荷，当输出电压稳定时A1=A2。且输出电压变化的最大值ΔUo、恢复时间Ton由输出电容Co的放电电荷面积A1决定，因此可得：

其中，ΔI为负载电流变化值，Uin、Uo分别为输入、输出电压，L、Co分别为输出滤波电感、电容。

图1 瞬态响应时电感电流、输出电压Fig.1 Inductive current and output voltage during transient response

根据式（1）、（2），当负载电流变化超过 1 A，输出电感为 4.7 μH、电容为 20 μF、输入电压为 3.3 V、输出电压为1.8 V时，输出电压的过冲和降低会超过80 mV，恢复时间超过6.5 μs，对于微处理器是不可接受的。因此在负载发生变化时，可以通过增加一个外部电荷泵补偿输出电感电流和负载电流之间的差距，如图1所示的阴影部分A1。

图2是文献[12]提出的电荷泵技术及其工作波形。当负载电流突然增大，输出电压下降小于Uth-，UV为高电平，VT1导通，电流通过电感La1从0开始线性上升，向输出电容Co充电；输出电压开始缓慢下降，并逐渐转为上升，当输出电压升至并超过Uth-时，UV为0，VT1关断，此时电感中电流通过VT2的体二极管续流并开始下降，如图2（b）所示；若输出电压仍在降低，则打开VT1继续充电，若输出电压超过 Uth+则打开VT2，不管如何都会保证输出电压在[Uth-，Uth+]区域之间；当负载电流突然降低时，原理同上。由图2（a）可以看出在负载电流外部增加了变压器和电感，由图2（b）中可以看出，电感和变压器引入了迟滞，使得电荷泵的充/放电电流无法快速充/放至ΔI，且UV、OV信号会不断变化，导致电荷泵电流ICPM不断上升/下降，不易控制，引入电磁干扰。

图2 文献[12]提出的电荷泵技术Fig.2 Current pump proposed in reference[12]

图3 本文所提电荷泵Fig.3 Current pump consisting of SPS module and LDO module

为了克服上述问题，本文提出了新的电荷泵结构，采用LDO代替普通的电荷泵，如图3所示。该电荷泵由主开关电源模块和LDO电荷泵模块组成。主开关电源模块如虚线框内所示，是一个完整的Buck型DC-DC变换器；L、Co分别为输出滤波电感和滤波电容，Ro为负载；内部的点划线框内为控制环路，Rs为采样电阻，iL为负载电流。主开关模块参数的取值遵循单独DC-DC变换器的参数设计，和电荷泵无关；且其在稳态和瞬态响应时均处于工作状态。LDO电荷泵是一个LDO模块，由功率管、误差放大器和反馈环路组成。功率管VT1和VT2工作在饱和区，分别由欠压Uref-Uh和过压Uref+Uh经过误差放大器来控制。误差放大器工作在线性区，且其放大倍数足够大（约60 dB），保证在电源稳态（没有负载发生变化）时LDO电荷泵的功率管VT1和VT2被关断，降低系统的功耗。LDO电荷泵工作原理和普通LDO的工作原理相同，因此其提供的充/放电电流瞬间可以达到理想值ΔI，满足其需要的电荷，相比文献[12]的电荷泵结构提高了瞬态响应；LDO电荷泵只在负载电流发生变化，并且输出电压值超出设定的阈值时启动工作。因此输出电压被LDO电荷泵箝位在一个设定的阈值内。

当负载电流突然增大，电感电流保持不变，因此欠缺的电流由输出电容提供，导致输出电压下降。当输出电压Uo低于输出电压参考值的下限值电压Uref-Uh时，二者的差值通过第一误差放大器EA1进行放大后驱动并调节第一功率管VT1，产生从输入电压Uin注入到主开关电源模块输出端的电流；电荷泵电路中没有电感，因此注入的电流可以快速上升到ΔI，如图4（b）所示。输出电压将被LDO电荷泵箝位在Uref-Uh，如图4（a）所示，从而保证输出电压不小于Uref-Uh。同时，由于主开关电源模块的环路使得占空比饱和达到0，所以电感电流将线性上升。但是在LDO电荷泵启动阶段，输出电容的寄生电阻会引入一个小毛刺。当电感电流上升至负载电流时，输出电压会逐渐上升并大于Uref-Uh，因此LDO电荷泵将会被关闭，主开关电源将恢复到稳态状态。在动态调节的过程中，电荷泵提供的电流为：

图4 电荷泵工作原理Fig.4 Operating principle of LDO current pump

因此为了得到足够的充电电流，假设负载电流变化最大值为Imax，充/放电的LDO功率管两端电压Uds为 Uin-Uo（Uin、Uo分别为开关电源的输入、输出电压），因此根据MOSFET的输出特性曲线可知，只有当Ugs-Uth=Uds=Uin-Uo时，LDO充/放电电流达到最大为Imax，因此VT1的宽长比w/l为：

因为LDO功率管工作在饱和区，DC-DC开关管工作在线性区，因此主开关电源的开关管的宽长比w/l为：

为提高DC-DC主开关电源的效率，Uds的取值会很小，为百毫伏级，且 Uin相比 Uo越大时，（Uin-Uo）2相比（Uin-Uth）Uds就越大。假设输入电压为 3.3 V，输出电压为1.5 V，Uds为0.2 V，阈值电压Uth为0.7 V，最大输出电流为2 A，很显然VT1的宽长比约为主开关电源的开关管的宽长比的1/6，因此非常容易集成。

当负载电流突然下降时，电感中电流保持不变，多余的电流将流向输出电容，导致输出电压上升。当输出电压Uo高于输出电压参考值的上限值电压Uref+Uh时，二者的差值通过第二误差放大器EA2进行放大，驱动并调节第二功率管VT2，产生从主开关电源模块输出端到地的放电电流，其输出电压Uo被箝位在Uref+Uh，直至电感电流下降至负载电流为止。其原理图和充/放电的工作波形如图4所示。

通过增加2个额外的电荷泵，输出电压可以快速恢复到设定的电压区域[Uref-Uh，Uref+Uh]。此LDO电荷泵的主极点为1/（2πRoCo），次极点由误差放大器引入，其零点为 1/（2πresrCo）[14]。因此在动态调节中，只要保证此LDO电荷泵在最大输出电流时稳定，则其会在整个负载电流域中稳定，且电源系统将不会受到额外增加模块的稳定性影响。因为若主开关电源模块在动态调节时是开环系统，则占空比为1或者0，保证电源系统的稳定性；若主开关电源模块在动态调节时是闭环系统，由于LDO承担了部分充放电的功能，因此主开关模块的等效负载电流会减小，相当于等效负载电阻Ro变大，而Buck电路主开关电源模块的负载电阻Ro越大，其主极点会越小，主开关电源模块的系统稳定性越好。因此在动态调节增加DC-DC电源瞬态响应的过程中，LDO电荷泵和主开关电源模块双环路系统会保持稳定。

2 仿真验证

把基于LDO电荷泵的快速瞬态响应的DC-DC电源应用在Buck电源中，其原理图见图2。在峰值电流型Buck变换器中应用本文提出的技术，通过Saber仿真软件验证性能指标。仿真参数如下：Uin=3.3 V，Uo=1.5 V， f=2 MHz，Co=20 μF，L=4.7×10-6H，resr=，电流采样系数为0.42。

为了降低LDO电荷泵的启动时间，减小输出电压的毛刺，需要一个放大倍数大、驱动能力强、输出电阻小的误差放大器，可以参考文献[15-16]的结构。因为LDO功率管的宽长比较小，因此LDO电荷泵的次极点将远远大于主极点，从而保证LDO电荷泵的稳定性[14]。本文LDO的结构如图5所示，分为功率管、误差放大器、负载3个部分。Mp为LDO的功率管；虚线框内为 LDO 的误差放大器：A0、A1、A2为一般的普通放大器，可以采用基本的差分运放结构；c1、c2和 r1、r2分别为密勒补偿电容和电阻，用于保持LDO误差放大器的稳定性。负载如图右下角虚线所示，即DC-DC负载。根据式（4）计算出LDO功率管的宽长比为3 000/0.35，用于驱动LDO功率管的误差放大器必须具有较大的驱动能力，因此LDO误差放大器的输出端M0、M1的宽长比分别为60/0.35、18/0.35。

图5 电荷泵结构Fig.5 Stucture of current pump

当负载电流发生较大变化时，使用LDO电荷泵技术前、后电源系统的输出电压如图6（a）所示。图6（b）为利用LDO电荷泵技术的电源系统的工作波形。从图6（a）中可以看出，在负载电流变化1.44 A时，没有采用LDO电荷泵技术的电源系统的输出电压的恢复时间为70 μs，电压过冲和电压下降都大于100 mV；而采用LDO电荷泵技术的电源系统的输出电压的恢复时间有明显改善，可以在瞬间恢复，且没有电压过冲和下降（毛刺除外，由输出电容的寄生电阻导致）。因此，本文提出的基于LDO电荷泵技术的电源系统在负载电流变化较大时，可以很好地改善其输出电压的瞬态响应，降低电压过冲和电压下降。

图6 使用LDO前后系统输出波形对比Fig.6 Comparison of output waveforms between system with and without LDO

3 结语

LDO电荷泵技术满足了DC-DC电源变换器对快速瞬态响应的要求，由于其充/放电回路没有任何电感、电容等迟滞元件，保证了充/放电电流快速响应到一个较大值，满足负载需要，比普通电荷泵技术更加优越，且输出电压的误差可以很好地控制在一定范围之内。通过系统仿真软件Saber，将此LDO电荷泵技术应用于Buck电源中，其仿真结果验证了使用此技术可以更好地改善输出电压的瞬态响应。