电动汽车非接触充电器中移相变频控制策略的研究

马 婷 ，叶 军 ，秦海鸿

(1.江苏省新能源发电与电能变换重点实验室，江苏 南京210016；2.上海航联电子科技有限公司，上海201802)

引言

非接触松耦合感应电能传输技术（Loosely Coupled Inductive Power Transfer，简称 LCIPT）解决了传统导线、插头直接接触供电的缺陷，是一种安全、有效的非接触式电能传输方式。将LCIPT技术应用到电动汽车的充电领域，将极大的促进电动交通工具的发展和普及。

但非接触感应充电采用的松耦合变压器，其气隙较大，耦合系数较低，漏感比较大，影响了系统传输功率，增加了功率器件定额要求[1-3]。为此需要对系统原副边漏感进行适当补偿[4]，但补偿电容的引入会使得功率电路成为高阶系统，给系统控制和稳定性带来挑战。

目前针对松耦 合充电器高阶系统所采用的控制策略主要有变频PFM控制和恒频PWM控制[5-6]。变频PFM控制通过调节变换器的工作频率保证输出电压恒定。为了避免多谐振点带来的稳定性问题，要求变换器工作在电压增益-频率单调区间。但是这种控制策略有以下几点不足：不能使变换器工作在理想工作点，当考虑气隙变化导致系统参数变化时，必须使变换器工作在相对高频区以满足所有不同耦合系数时可靠控制，输出电压传输比很低；变换器要在很宽的频率范围内实现频率调节；由于变换器无法实现电压电流零相角，而是工作在感性区很强的高频区，环流损耗很大，效率低。恒频PWM控制通过在副边谐振频率点附近选择合适的工作频率，利用谐振效应，从而显著减少原边电流。但这种控制方法不适应变参数场合，存在输出电压传输比变化明显，原边环流较大的不足。本文针对松耦合感应充电的特点，结合前期对以上两种控制策略的研究，提出一种新颖移相变频控制策略。一方面利用频率跟踪技术实现系统最优频率的跟踪，另一方面，系统工作在最优频率的前提下，采用移相控制策略实现系统的稳定输出。首先对该方案进行了仿真分析，然后基于分析研制了一台1 kW原理样机，对文中所提控制策略进行了实验验证。

1 非接触感应电能传输系统

非接触感应电能传输系统的原理框图如图1所示，松耦合变压器把LCIPT系统分为发送端（原边侧）和接收端（副边侧）两大部分。发送端包括整流滤波功率因数校正模块、高频逆变模块、原边补偿电路、松耦合变压器一次侧，接收端包括松耦合变压器二次侧、副边补偿电路、功率调节模块和车载电池。

图1 非接触感应电能传输系统基本框图

图2 串串补偿方式全桥电路

LCIPT系统的基本工作原理如下：工频交流电源在整流滤波获得直流电之后通过高频逆变器进行逆变，逆变所产生的高频交变电流注入一次侧原边线圈，一次侧原边线圈中的高频交变电流产生的磁链φ与二次侧副边线圈交链，从而产生感应电动势，该感应电动势通过副边补偿电路和功率调节单元变换后给车载电池充电[7]。

作为LCIPT系统特殊部件的可分离变压器，因原副边存在较大气隙，漏感与磁化电感相比处于同等数量级，较大的漏感串联在功率回路中，会降低原副边电压传输比和传输功率，影响系统的效率，也会增加功率器件的定额。为解决较大漏感带来的问题，必须对其进行有效补偿。常用的补偿电路是在原边和/或副边串联或并联电容。根据电容接入方式的不同，可形成4种补偿电路，即SS拓扑-原边串联、副边串联补偿方式；SP拓扑-原边串联、副边并联补偿方式；PP拓扑-副边串联、副边并联补偿方式；PS拓扑-原边并联、副边串联补偿方式。若需用串并组合的方式，可进一步获得各种补偿网络。文中依据功率等级、输入电压、输出电压的要求，选择采用基于全桥电路的SS-串串补偿方式，其功率拓扑如图2所示。

2 移相变频控制策略

对原副边分别列写KVL方程，可得直流输出与直流输入电压增益为

应用Matlab软件进行数学模型仿真。由图3知，当松耦合变压器耦合系数或者负载发生改变时，会发生谐振点频率从一个变为多个（如三个）的情况，这是一种典型的频率分叉现象，其原因是补偿电容与变压器漏感形成高阶系统，使得零相角频率存在多个解。频率分叉导致系统控制的复杂性[8-11]，而传统的变频PFM控制和恒频PWM控制均存在某一方面的弊端。

若系统的电磁参数相对稳定，谐振频率变化比较稳定，如图4所示，可在系统高谐振点附近选择合适的工作频率，即系统工作在恒定频率处，再通过控制移相角的方式实现系统的稳定输出。

当电磁参数变化时，系统最优频率是不同的，如图5所示，在气隙从4 mm变化到6 mm时，最优频率值从41 kHz变成38 kHz，气隙范围变化增大时，最优频率值也会有较大变化，如采用恒频移相则容易丢失软开关条件，影响变换效率。

为了兼顾松耦合充电系统的高效性和可靠性，文中提出移相变频控制策略。一方面利用频率跟踪技术实现系统最优频率的跟踪，当原副边距离变化等因素引起耦合系数发生改变，谐振频率会随之改变，采用频率跟踪技术，可使原副边同谐，达到功率传输的最大化。另一方面，在系统工作在最优频率的前提下，采用移相控制策略可在输入电压和负载变化时调节输出电压，使之稳定。

3 实验验证

3.1 主要技术指标与实验平台

非接触式充电器主要技术指标为：输入DC100V；输出 DC48V；输出功率：1 kW；气隙：4 mm。

考虑到目前1 kW样机作为原理验证的过渡研究，后期研究功率等级的增加扩容，选择了全桥电路作为主功率拓扑。补偿拓扑采用SS-原副边串联补偿。系统的总体设计框图如图6所示，采样模块采集输入电压Uin、原边中点电压Up、原边电流ip、输出电压Uo和输出电流io。根据采样信号，驱动与保护模块一方面实现功率电路的保护；另一方面输出主功率电路功率器件的驱动信号。通讯模块通过SCI接口与上位机进行通讯。图7是非接触式充电器数字控制平台的样机照片，主要由三个部分组成：一是DSP控制器；二是主功率电路；三是松耦合变压器。主功率电路又包括原边全桥高频逆变变换器、副边全波整流变换器和原副边串联补偿电容。

3.2 实验结果及分析

（1）开环电压增益及效率曲线

为了更好的研究系统的工作特性，以4 mm气隙、Uin=50 V，不同负载、不同开关频率下输出电压、效率数据形成曲线，如图8、图9所示。

图8 不同负载、不同开关频率下输出电压增益曲线

图9 不同负载、不同开关频率下效率曲线

由图8可知，在图示实验负载电阻的情况下，系统存在两个谐振点，会发生频率分叉现象，与仿真曲线基本一致。进一步分析可知，在低谐振频率附近，曲线变化非常陡峭，从控制的角度讲不容易控制。在高谐振频率附近，曲线变化相对平缓，控制相对容易。

由图9可知，存在两个效率峰值，但有区别的是，效率峰值所对应的开关频率相对电压增益峰值对应的频率值稍有增加。这是因为，对于全桥电路来说，当开关频率略大于谐振频率，系统阻抗特性呈现感性，更容易实现ZVS软开关。进一步分析可以看到，高开关频率对应峰值点的效率没有低开关频率对应的峰值效率高，这是因为，在两个开关频率处，系统的总阻抗角都为零，但系统的原副边阻抗角并不都为零，同样存在无功功率，只不过原副边的无功功率正好抵消，无功功率的增大在实际中由于寄生参数会造成一定的功率损耗。

（2） 变频控制

系统高谐振点频率约为38 kHz，设定系统开关频率最低为38 kHz。图10所示，R=10 Ω时系统效率为77%，比较低。

（3） 恒频控制

图11所示，随着负载的加重，系统移相角就越小，也即系统等效占空比越大，这是因为负载越重，输出电压增益越低，为了实现稳压输出，则要求系统驱动信号等效占空比越大。R=10 Ω,系统效率是84%。

（4）移相变频控制策略

系统在不同负载下工作在不同频率，如图12所示，实现了软开关，工作频率都高于固定优化频率，系统整体呈现一定的感性。

4 结论

文中针对电动汽车非接触充电器，对移相变频策略进行了研究。经分析和实验可得：在变气隙、变负载参数的情况下，都实现了最优频率跟踪，原边电流滞后原边中点电压，实现了原边开关的ZVS软开关。

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