反激式单级变换逆变器研究

王嘉义

（西南交通大学，四川 成都610031）

0 引 言

近年来，太阳能光伏发电、风力发电技术及燃料电池已经取得长足发展，以这些能源为主电源的场合，常需要逆变器将主电源变换为一定电压、频率的交流电。

随着全控型功率器件的高频调制技术的快速发展和不断完善，逆变器的发展趋向于高频化、模块集成化和数字化。但随着开关频率的升高，功率器件的开关损耗加大，变换器效率降低，EMI现象严重［1］。

为实现逆变器的高频化和模块化，本文分析了一种由高频隔离反激变换器和工频逆变全桥级联而成的逆变器电路拓扑。该电路拓扑的前级电路增加有源箝位电路，使前级电路中开关管零电压开通，并限制其关断时的尖峰电压。该逆变器的前级和后级的控制方式不同。前级电路采用电压型控制，在前级输出侧采样电压，简化了采样电路，具有控制简单，易于实现的特点。后级采用方波驱动开关管，使全桥电路中的开关管实现工频切换。该逆变器的两种控制方式可实现前级和后级两个模块单独控制，具有易于实现逆变器的模块化和高频化等特点。

1 原理与设计

1.1 主电路拓扑分析

文献［2］提出了一种新型的单向功率流DC／AC逆变电路拓扑，该电路由输出低频正弦半波的正激变换器和工频逆变全桥级联而成，如图1所示。该电路具有拓扑简洁，控制简单且易于实现等优点，但其适用于恒定负载场合。为改善该电路的负载适应性低的问题，文献［3］提出一种新颖的双向功率流DC／AC逆变器电路拓扑，如图2所示，该拓扑在正激变换器的输出并联了一个能实现能量回馈的小功率反激变换器。该电路具有结构简单，负载适用性高等优点，但需要增加一个反激变换器，使电路结构和控制复杂，成本增加。

图1 单向功率流DC／AC逆变电路拓扑［2］

图2 双向功率流DC／AC逆变器电路拓扑［3］

针对以上问题，本文分析了一种由高频隔离反激DC／DC变换器和工频逆变全桥级联而成的逆变器电路拓扑，如图3所示，该电路由图1中的正激变换器替换为反激变换器而得到。

图3 反激式DC／AC逆变器电路拓扑

图3 所示电路拓扑由高频隔离反激变换器和工频逆变全桥组成。工作原理：反激变换器的输出电压跟踪一个低频正弦半波，使反激变换器的输出近似于低频馒头波，再由逆变全桥进行工频逆变，使负载端电压为正弦波。图3中，Q1为反激变换电路的主开关管；Q2、C2、D2、C3和D3组成有源箝位电路，以限制变压器的漏感尖峰电压，并实现开关管的零电压导通；Q1与Q2的驱动信号为高频信号，且两者互补；VS1与VS4的驱动信号为工频且占空比为0.5的方波信号，两者相同；VS2与VS3的驱动信号相同，且与VS1的驱动信号互补。

1.2 控制方式分析

该逆变器的主电路拓扑由高频隔离反激变换器和低频逆变全桥级联而成，所以需要两种不同的控制电路。反激式逆变器的控制结构示意图如图4所示。前级采用电压型控制，后级全桥电路的开关管进行工频切换，所以后级只需两个互补的方波即可实现控制。

图4 反激式逆变器的控制结构示意图

图5 等效的系统控制结构示意图

图6 电压型控制的系统方框图

在不考虑有源箝位电路的情况下，假如全桥电路中开关管工频切换时互补的两个驱动信号不存在死区，则反激变换器的输出始终与电阻负载相连，因此可将后级全桥电路和负载电阻R等效为一个等效电阻Req，从而分析系统的控制方式。图5为等效的系统控制结构示意图，从图中可知，系统采用电压型控制方式。

图5中采样反激变换器的输出电压UFO，电压采样网络传递函数为H（s），采样后的电压与参考电压进行比较，得到误差信号Ue，Ue经补偿网络得到控制信号Uc，Uc作为PWM调制器的一个输入信号，与三角载波进行比较，得到脉冲信号d，脉冲信号经过功率开关管驱动器来驱动开关管Q1。

对图5的控制结构示意图建立数学模型［4］，可得到系统的电压型控制方框图，如图6所示。其中，vref（s）为参考电压象函数；ve（s）为误差信号象函数；Gc（s）为补偿网络的传递函数；vc（s）为补偿网络的输出象函数；GM（s）（＝1／UM）为 PWM 的传递函数，UM为PWM中三角载波的幅值；d（s）为占空比象函数；Gvd（s）为反激变换器的控制—输出传递函数；vFO（s）为反激变换器的输出电压象函数；H（s）（＝K）为电压采样网络的传递函数。

建立反激变换器工作于DCM的小信号模型，可得：

式中，n为变压器的副边绕组匝数／原边绕组匝数；D2Ts为开关管Q1的关断时间；TS为开关管Q1的工作周期；Ug为输入电压；Lm1为变压器的励磁电感量；ωp1为Gvd（s）的一个极点。

式（1）为理想情况下Gvd（s）的表达式，若考虑电容C1的串联电阻等非理想情况，可得：

式（2）中，ωzo和ωp分别为Gvd（s）的零点和极点。

由图6可知，Gc（s）与成正比，而GM（s）＝1／UM，所以Gc（s）与成正比，即G（s）存在c一个零点ωp和极点ωzo。

因此系统控制器中的补偿网络可以采用单级点—单零点补偿网络。

实际的电路设计中，系统的电压控制方式只需一个芯片SG3525即可实现，反激变换电路中开关管Q1（Q2）通过驱动芯片IR2117（IR2118）来驱动。

2 实 验

实验平台的主电路参数：Po＝100 W，Ug＝30 V，C＝4 700μF，C1＝0.2μF，C2＝0.022μF，Q1为IXTQ100 N25，Q2为IRF740，D1为 RHRP8120，VS1、VS2、VS3和 VS4为IRF460，C3＝0.1μF，Cf＝0.47μF，Lf1＝Lf2＝560μH，R＝500Ω。

实验中得到图7和图8所示的实验波形。图7为反激变换器的输出电压UFO和输出电流IFO波形，图中UFO近似于馒头波，每个馒头波的起始和结束时刻电压并非按正弦规律变化，在过零点处电压波形发生畸变。以电压UFO在0～10 ms时的波形为例来分析，0～0.8 ms时电压为0，0.8 ms～1.6 ms时电压从0快速增加到100 V左右，1.6 ms～9.2 ms时电压波形近似于馒头波，9.2 ms～10 ms时电压从40 V降到0。

图7 反激侧的输出电压U FO和输出电流I FO的波形

图8 逆变器的输出电压U O和电流I O

图8 所示为逆变器的输出电压UO和电流IO，UO的有效值为217 V，UO波形在过零点存在畸变。IO的有效值为0.411 A，IO也在过零点存在畸变。

从实验波形可知，UFO、IFO、UO和IO的波形在过零点处存在畸变。其产生的主要原因有：①控制器主要的控制目标是控制反激电路侧的输出电压UFO跟踪一个正弦半波参考信号，但实际中，由于系统存在延时，控制器中误差信号经过补偿网络调节后，得到的正弦半波控制信号存在相位偏差等原因，使UFO无法快速准确的跟踪正弦半波参考信号；②实验采用芯片SG3525进行反激变换电路的电压型控制，但该芯片的PWM调制器中载波为锯齿波，其变换范围为0.84 V～3.36 V，而控制器中误差信号经过补偿网络调节后，得到近似于正弦半波的控制信号，当控制信号的取值小于0.84 V时，输出的PWM信号为0，即有占空比为0，输出电压为0；③全桥电路中开关管工频切换，使得C1上的电压可能发生变化，从而导致电压快速变化，并且电流发生很大的变化，使电流发生畸变。

3 结 论

本文讨论了一种由高频隔离反激变换器和低频逆变全桥级联而成的逆变器。该逆变器的前级采用电压型控制方式，输出近似于低频馒头波，再由后级逆变全桥进行工频逆变，使负载端电压为正弦波。该电路采用有源箝位电路使前级电路中开关管零电压开通，并限制前级电路中开关管关断时的尖峰电压。通过搭建100 W的逆变器实验平台验证该方案的可行性。该逆变器主电路结构简单，成本低，控制方式容易实现，具有实现逆变器的模块化和高频化等特点，适用于负载为电阻负载的场合。

［1］ 孙孝峰，顾和荣，王立乔，邬伟扬.高频开关型逆变器及其并联并网技术［M］.北京：机械工业出版社，2011.

［2］ 周代文，侯振程.一种新型的不间断电源电路的探讨［J］.电力电子技术，1998，32（4）：49－50.

［3］ 熊雅红，陈道炼.新颖的双向功率流高频环节DC／AC逆变器［J］.电力电子技术，2000，34（4）：10－12.

［4］ 张卫平.开关变换器的建模与控制［M］.北京：中国电力出版社，2005.