基于DSP的三相逆变并网同步控制算法及实现

于 宁，何通能，王泽锴

(浙江工业大学信息学院，浙江杭州310023)

0 引 言

能源是人类社会生存和进步的物质基础，是一个国家的核心战略资源。随着人类对能源需求的日益增加，能源危机已经成为21世纪人类面临的重大问题。太阳能是地球永恒的能源，取之不尽用之不竭［1］。人类所需要的能量都可以来自于直接或间接地利用太阳能，特别是以太阳能光伏发电为核心的新能源产业得到了快速发展。全球光伏发电装机容量几乎呈指数增加，其中大多数是光伏并网发电的形式，将光伏电池板的电能注入公共电网，以扩大整个电网的发电容量［2-4］。逆变器作为光伏并网发电技术的关键设备，近年来已经成为一个十分热门的研究课题。

实现电网的跟踪控制是整个并网逆变器的关键，它影响着输出电网的电能质量和运行效率。本研究以TI公司的TMS-320F28335为控制芯片，以SVPWM为控制方法，整个逆变模块外加少量的外围电路可以实现功率为10 kW的光伏并网逆变器。电网同步控制采用过零检测电路调整载波比的方法，与PLL锁相环同样可以起到相位调整的目的，而且控制简单。

1 光伏并网逆变器的拓扑结构

目前，并网逆变器根据与电网的不同联结方式可以分为串联型、并联型、串—并联型和混合型。其中并联型逆变器在技术上已经比较成熟，是一种应用广泛的有源滤波器拓扑结构，为此本研究采用较为常用的电压型三相并网逆变器［5］。

三相并网逆变器的拓扑结构如图1所示。

图1 光伏并网逆变拓扑结构

直流侧由电容C储存能量，经过三相可控逆变桥拓扑结构，输出电流经过电感L滤波后，通过隔离变压器与电网实现并网。隔离变压器实现了系统和电网的电气隔离，增强了系统的安全性和可靠性。逆变器正常工作时，要求单位功率因数，逆变器输出电压为与电网电压同频、同相的正弦波。

2 三相逆变器的控制

由图1可知，逆变器交流侧输出电压为交流量，直接对其进行PI控制会产生稳态误差，无法做到无静态跟踪，难以控制。因此，本研究通过等量坐标变换，将三相对称a、b、c静止坐标转换为动态旋转的d、q坐标上。采用SVPWM技术控制逆变器输出，这样既提高了直流电压利用率又提高了功率因数。

SVPWM的理论基础是平均值等效原理。在某个时刻，电压矢量旋转到某个区域中，可由组成这个区域的两个相邻的非零矢量和零矢量在时间上的不同组合得到。两个矢量的作用时间在一个采样周期内分多次施加，从而控制各个电压矢量的作用时间，使电压空间矢量接近按圆轨迹旋转，通过选择逆变器的不同开关模式，使电动机的实际磁链尽可能逼近理想磁链圆，从而产生 SVPWM 波［6］。

为了研究各相上下桥臂不同开关组合时逆变器输出的空间电压矢量，特定义开关函数 Sx(x=a，b，c)为:

(Sa，Sb，Sc)的全部组合有 8 种，分别为:U0(000)、U1(001)、U2(010)、U3(011)、U4(100)、U5(101)、U6(110)、U7(111)。可以证明有效矢量的幅值均为2Udc/3。SVPWM就是通过这8个空间矢量实时控制给定输出向量Uout的大小和方向，使其在该坐标平面内以原点为圆心，按固定的角速度旋转。开关量组合与对应的α-β平面向量如图2所示。

图2 开关量组合与对应的α-β平面向量

SVPWM是将电动机磁链的控制原理运用到三相电压上，所以并不能对三相中的一相单独进行控制。但是它可以通过坐标变换，将三相电压的控制对象变为两个直流量，减小了输出的静态控制误差。此外，本研究采用TMS320F28335DSP，它的EPWM使用软件生成SVPWM信号更为简洁方便。通常选用CMPA设置触发时刻和触发信号占空比，TBPRD设置开关频率，CMPCTL设置计数模式［7］。研究者通过采用连续增减计数模式，产生对称的PWM波以减少谐波。DBFED和DBRED用以设置死区时间，避免上、下两个开关管导通。这样可以更方便地配置死区时间，更好地满足功率器件对驱动信号的不同要求。

采用SVPWM同样也提高了直流电压的利用率。SVPMW情况下，逆变器输出电压在不失真情况下的最大电压幅值为，若采用三相SPWM调制，逆变器输出的不失真最大电压幅值为Udc/2。显然SVPWM调制模式比SPWM调制模式直流利用率更高，计算公式如下:即，电压利用率提高了15.47%。

3 三相逆变并网同步控制算法

为了避免并网过程中出现大环流，并网之前先要进行同步控制。一般国内的标准市电是50 Hz，系统设计产生50 Hz的SVPWM波，实现同步控制需要捕获市电的频率和相位，然后调整相应的SVPWM的三角载波频率，从而完成对市电的跟踪。同步主要是通过对三相逆变电源相位的调整跟踪电网的相位。

图4 超前滞后电压示意图

相位差分为两方面:一是相位超前;二是相位滞后。超前滞后电压示意图如图4所示，采用CAP1作为上升沿捕获。根据上述产生SVPWM的方法，设置开关频率为3.6 kHz，即载波比N为120，则一个周期中载波和角度的关系如下:

式中:φ—转过的角度，N—载波比。

假设N_k为转过的三角载波数(0≤N_k≤120)。N_k每增加1，角度φ就增加3°。如果Δθ＞0，说明三相逆变电源相位超前电网，相反，则说明三相逆变电源相位滞后电网。相位超前时，可以将超前波形向电网输出波形方向移动一个周期，即变为滞后调整，这样相位超前和相位滞后都按照相位滞后来调整。则其需要调整角度计算方式如下式:

式中:n_k—需要调整的三角载波数目，Δθ—三相逆变电源与电网角度差。

实际SVPWM计算需要的三角载波数表示为:

这样就可以达到三相逆变电源与电网相位同步的效果。如果360°≥Δθ＞180°，则变换 Δθ为180°≥Δθ ＞0°。相位差控制图如图7所示，使相位差始终控制在0°～180°，便于按照上述控制方法控制相位。实际系统中相位调整在－1°～1°时，确认为相位调整结束。如果在－1°～1°范围内保持5 s以上，则说明相位可靠的调整结束。反之，则相位重新调整。实际应用中，电压检测部分、A/D采样和滤波电路等都会使输入电压产生相位延迟，因此在做相位调整时进行相位补偿，可以提高相位调整的精度。

图7 相位差控制图

4 过零检测电路设计

在相位的同步调整中，需要由过零检测电路检测电网电压的过零点。实际过零检测电路如图8所示。U8ATL072为电压跟随器，U8BTL072作为电压比较器，当输入大于0时，经过光耦PC817最终输出为高电平，反之输出为低电平。过零检测电路输出的是幅值为3 V的方波，这样便于DSP捕获。捕获器的作用是捕获输入引脚上电平的变化并记录器变化发生的时间。一个F28335芯片有4个32位时间标签捕捉寄存器(CAP1～CAP4)［8］。本研究采用 CAP1捕获寄存器，用于捕获电网的上升沿，以此确定电网的频率，方便以电网相位为基准调整逆变电源的相位，实现电网与逆变电源的同步控制。

图8 过零检测电路

5 实验结果

系统控制采用TMS320F28335DSP，它是TI公司最新推出的32位浮点DSP控制器，使得用户不仅可以使用高级语言实现系统软件控制，而且可以用C/C++语言实现复杂的数学算法［9］，可显著提高控制系统的控制精度和控制算法速度，是目前最先进的控制器之一。它具有150 MHz的高速处理能力，可以在非常小的延时下处理多个同步事件，同时它具有18路PWM输出，16通道的12位A/D转换器。与TMS320F2812相比，TMS320F28335增加了单精度浮点运算单元(FPU)，高精度PWM以及DMA功能，Flash增加了一倍，可将ADC转换结果直接存入DSP任意寄存空间，增加了1个CAN通讯模块、1个SCI接口和1个SPI接口［10］。系统直流输入电压为500 V，逆变器件采用西门康 IGBT，逆变后交流输出为380 V，频率为50 Hz，电网输入幅值为380 V，频率为50 Hz。根据上述算法得出的仿真结果如图9、图10所示。其中实线代表电网A相电压，虚线代表逆变电源A相电压。实际系统结果如图11、图12所示。其中实线代表电网，虚线代表逆变电源。根据图形显示，同步后相位差控制在287.5 m°。由图分析可证明该方案切实可行。

图9 仿真同步调整前相位状态

图10 仿真同步调整后相位状态

图11 系统相位调整之前

图12 系统相位调整之后

6 结束语

本研究通过采用先进的控制器TMS320F28335实现系统的各项控制。在同步检测和实现SVPWM方面较TMS320F2812控制器有很明显的优势。同时三相逆变电源采用的SVPWM实现三相电压输出，提高了直流电压利用率，减少谐波。三相逆变电源并网同步控制和实现，通过仿真和实验验证本研究所采用的相位同步调控方法有效可行，可以很好满足并网要求。

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