原边控制反激式LED驱动电源的研究

黄登科，刘拓夫，王正仕

(浙江大学电气工程学院，浙江杭州310027)

0 引 言

LED以其环保、节能、长寿命等特点被人们誉为新一代的通用照明光源，正不断取代传统光源进入人们的生活。由于LED需要恒流源供电，市电需要经过一个驱动器将高压交流电压转换成低压恒流源供LED使用。但是受限于传统开关电源体积大、成本高、反馈复杂且光耦特性受温度影响严重等缺点，反激电路在小功率LED应用领域具有一定的局限性［1］。近年来，各大芯片厂商陆续推出用于LED驱动的反激拓扑的原边控制(PSR)芯片，省去了变压器副边用于反馈的光耦和比较器模块，体积缩小，成本降低，从而使得反激电路在LED驱动领域的应用范围大大增加。与此同时，人们也在研究更简洁、可靠性更高的原边控制方案，目前已有学者提出比较可靠的输出电流控制方案［2-4］和副边二极管导通时间精确的测量方法［5］，新一代原边控制芯片不仅输出电流准确，而且集成了功率因数校正(PFC)功能，使小功率驱动电源的性能达到了新的高度。

本研究将从副边反馈的反激电路工作原理入手，用类比和等效替代的方法探讨原边控制反激电路的PFC工作原理和恒流机制，并推导普遍适用的恒流公式;通过制作一台样机和副边反馈电路进行比较，证明原边电路的优越性;给出原边反馈电路比较通用的关键参数设计步骤，为今后工程上应用原边反馈芯片设计电路提供参考。

1 原理介绍与推导

PSR芯片主要采样3个地方的波形:母线电压Vin(t)整流之后经过分压得到的电压Vref(t)，MOS管采样电阻Rcs上的电压Vcs，以及辅助绕组的电压分压后的Vaux1。芯片主要功能框图如图1所示，虚线框内为芯片的功能框图。

图1 芯片主要功能框图

1.1 原边控制电路工作原理

1.1.1 原边控制中PFC工作原理

PFC部分与L6562类芯片的PFC原理相同。电路工作波形如图2所示，利用正弦半波的分压作为参考电压，将MOS管的电流采样后与正弦电压波形比较，通过电流峰值控制把原边电流Ip(t)的包络线控制成正弦波形状，而开关频率远高于电网频率，可以通过低通滤波器滤除，使得输入电流Iin(t)的主要成分为正弦基波，形状接近正弦波，它的相位追随输入电压的正弦波形，从而实现高功率因数［6-9］。

1.1.2 恒流原理推导

副边电流的信息主要由原边MOS管的电流波形Ip(t)和辅助绕组电压Vaux波形获得。电路工作波形如图2所示，在很小一段时间里，输入电压视为恒定，输出电流为:

由:

从而可得:

式中:Np/Ns—变压器原副边匝比;Is_pk—副边二极管电流峰值;Ton_s—副边二极管导通时间;Ts—开关周期;Ip_pk—原边电流的峰值，经采样电阻Rcs采样后对应电压Vcs_pk。

芯片可以控制Vcs_pk和每个开关周期内Ton_s/Ts为一恒定值，由式(2)知:只要改变Np/Ns及采样电阻Rcs，就能改变输出电流。

图2 电路工作波形

当芯片带有PFC功能，在每个开关周期内，开通时间固定，电路工作在变频模式。此时，有两种基本的控制方式:一种是逐周期控制，即在每个开关周期内保证Ton_s/Ts为一恒值;另外一种是关断时间积分控制，即在整流后的正弦半波的每个周期内，保证Ton_s/Ts的积分为一恒值。还有一种不常用的混合控制方式，即在某些时间段保持Ton_s/Ts在每个开关周期内为一个定值，在其他时间段则保持Ton_s/Ts的积分为同一定值，从而保证总的Ton_s/Ts在一个正弦半波周期内的积分为恒值。可推导出:

由式(3)可见，原边控制恒流电路的输出电流表达式可简化为A(Np/(NsRcs))，A为一常数，几乎所有芯片公司给出的恒流公式都为这一式子的变形。

几种常用的此类芯片的输出电流计算公式如表1所示。

表1 不同公司的输出电流表达式

副边二极管导通时间的测量精度将影响电路的恒流效果。在理想情况下，辅助绕组的正电压脉宽时间就是副边二极管导通时间。但由于MOS管DS两端有寄生电容，当副边二极管电流为零后，如果MOS管还未导通，该寄生电容会与变压器励磁电感发生振荡，耦合到辅助绕组上，导致辅助绕组电压有多个正脉冲。副边二极管电流导通时间计算电路如图3所示，为了防止误判断，Vaux信号采样后经过一个比较器和一个触发器，将比较器的输出ZCD1作为触发器的一个输入，Vgs作为触发器另一个输入，触发器的逻辑如图3所示。ZCD的脉宽为副边二极管的导通时间，即Ton_s。

图3 副边二极管电流导通时间计算电路及触发器逻辑

1.2 原边控制的电路保护措施

1.2.1 电路短路保护

当输出过流或短路时，原边MOS管电流增加，CS脚电压将升高，触发芯片内部过流保护的阈值Vcs_max，使芯片降低工作频率甚至停止工作［10］。

1.2.2 电路过压与开路保护

当过压或者开路时，输出电压将升高，由于:

且:

可导出:

式中:Vaux1_max—芯片内部决定。

通过调节R1和R2以及Ns/Naux，就能确定输出电压的最大值。

2 调整到准谐振状态

为了提高驱动器效率，有的控制芯片加入了准谐振控制方式，即当副边电流下降到零，MOS管DS之间电压振荡时，在电压振荡到最低点时开通MOS管，从而将效率提高约一个百分点［11］。如果芯片自身不具备准谐振功能，可以通过调整原边电感量Lm的值，进而改变Lm与MOS管的寄生电容Cds的振荡周期，使芯片正好在振荡的最低点导通［12］。DS波形如图4所示。

图4 电路主要工作波形

3 实验

实验样机为一台输入85 V～265 V，输出18 W、480 mA的LED日光灯驱动，该机采用BP3309芯片设计。

设输入电压有效值85 V时，最大占空比Dmax设为0.5，副边二极管压降Vd设为1 V。

则:

变比为:

效率设为0.9，初级电流峰值为:

初级电感量为:

磁芯选择EDR2809，Ae=88 m2，原副边匝数为:

这里取原边38匝，副边12匝，并调整变压器原边电感量为1 mH，使DS端正好处于准谐振状态。电路主要工作波形如图4所示，可以看到在副边二极管关断后MOS管DS两端电压开始振荡，并在振荡的最低点开通MOS管，说明电路工作在准谐振状态。笔者同时制作了一台18 W/480 mA的副边反馈的恒流电路进行比较，主控芯片采用L6562，反馈部分由PC817光耦，LM358和TL431组成。这两个电路的恒流效果、PF值、效率的对比曲线如图5所示。

图5 原边反馈和副边反馈性能比较

由图5可以看出，原边反馈电路的恒流效果比副边反馈差，但是电压调整率在3%以内，是可以接受的范围。功率因数差不多，但原边反馈电路效率更高。两块电路板的BOM资料对比如表2所示。由表2可见，原边反馈电路元件数目显著减少，体积减小，从而降低了成本。

表2 PSR电路和SSR电路的BOM对比

4 结束语

本研究详细分析了带PFC功能的原边反馈恒流电路的工作原理，并研制了实验样机，和传统的副边反馈电路进行了比较实验。实验结果表明，所给出的设计方法具有通用性与可行性，采用原边反馈结构以后，电路板面积明显缩小，元器件总数减少1/3，整机效率提高2%，其他电气性能相当，具有较高的实用价值。笔者给出了关键参数的设计步骤，在样机上使用计算得出的参数，样机工作正常，性能良好，证明了设计方法的可行性，可为原边控制反激电路的工程应用提供参考。

［1］杨 恒.LED照明驱动器设计步骤详解［M］.北京:中国电力出版社，2010.

［2］BPSSemiconductor，INC..BP3309 datasheet［EB/0L］.［s.d.］.http://www.bpsemi.com/2012.

［3］Fairchild，INC..Design guideline for primary side regulated(PSR)flyback converter using FAN103 and FSEZ13X7［EB/0L］.［s.d.］.http://www.Fairchildsemi.com/2009.

［4］Fairchild，INC..Single-stage PFC primary side regulation offline LED driver［EB/0L］.［s.d.］.http:www.fair child semi.com/2011.

［5］ZHANG Jun-ming，ZENG Hu-long.A primary side control scheme for high-power-factor LED driver with TRIAC dimming capability［J］.IEEE Transactions on Power Electron，2011，26(8):2149-2159.

［6］LAMAR D G，ZUNIGA J S.A very simple control strategy for power factor correctors driving high-brightness LEDs［J］.IEEE Transactions of Power Electronics，2009，24(8):2032-2042.

［7］REDL R，BALOGH L.Design considerations for singlestage isolated power-factor-corrected power supplies with fast regulation of the output voltage［C］.Applied Power Electronics Conference and Exposition，1995.Tenth Annual，1995:454-458.

［8］RAND D，LEHMAN B，SHTEYNBERG A.Issues，models and solutions for TRIAC modulated phase dimming of LED lamps［EB/0L］.［s.d.］.http://www.Fairchildsemi.com/2012.

［9］BACKMAN N，WOLPERT T.Simplified Single Stage PFC Including Peak Current Mode Control in a Flyback Converter［C］//Telecommunications Energy Conference，2000.Phaonix:［s.n.］，2000:317-324.

［10］林渭勋.现代电力电子技术［M］.北京:机械工业出版社，2005.

［11］曹学武，秦会斌.基于L6565的准谐振反激式变换器设计方法［J］.机电工程，2012，28(10):1284-1286.

［12］李振森，徐军明.高功率因数反激式开关电源变压器的设计［J］.电力电子技术，2010，44(2):83-85.