短波宽带接收信道的优化设计

李宗强 ,兰设勇,董小丽

(广州海格通信集团股份有限公司,广州 510663)

随着通信技术的发展以及电磁环境的日趋变化,现代短波通信要求接收机具有多信号接收、低响应时间、频谱扫描、数据传输速率高、信号存储完整等能力,这就要求接收机朝着数字化、宽带化方向发展。虽然电子器件性能的不断提升,带动A/D、D/A的采样速率越来越高,但是要想实现全数字化短波宽带接收机仍有较大难度,需要射频前端辅助完成。中频数字化接收机采用外差式结构,输出中频信号经AD变换后,便于数字信号处理。

本文综合考虑宽带接收信道的各项指标,设计出了一种具有宽输入带宽、高灵敏度、大动态范围等特点的短波宽带接收射频前端。

1 接收信道电路结构设计

1.1 技术指标

短波宽带接收信道的主要设计指标如下:工作频段 1.6～30 MHz,灵敏度不大于0.5 μ V,中频频率为63.078 MHz,无杂散动态范围(SFDR)大于等于85 dB,工作带宽25 kHz、1 MHz可切换。

1.2 电路原理结构

根据短波宽带接收信道总体要求,需要研制具有高动态范围的短波宽带数字接收机。工作带宽应具有25 kHz、1MHz可切换功能,射频信道主要功能是对信号接收、变频、宽带放大和抗混叠滤波处理后,输出可供ADC直接采样的中频信号。射频直接采样方案结构简洁,信号经过预选和放大之后即可直接进行AD采样,但性能主要受AD器件限制,因此本文所讨论的宽带接收信道采用超外差一次变频结构[1]方案,其电路如图1所示。

图1 宽带接收信道电路结构Fig.1 Circuit structure of the wideband receiver channel

由于带宽增加,使得带内信号非常复杂,其带宽、频率分布和功率强弱往往存在较大差别,这样在有较大信号通过时,前置放大器会产生大量的谐波失真和交调失真,这些失真完全可能超出小信号的幅度,将会导致宽带有用信号的频带受损,以及大信号淹没小信号,甚至出现阻塞信道的现象,从而使通信系统的可靠性和有效性严重下降。因此,线性动态范围问题是短波宽带接收机的主要问题,本文将以此为研究重点。

2 接收信道方案设计

2.1 接收信道拓扑结构的设计

接收信道由混频器、低噪声放大器、中频滤波器、中频放大器和频率合成器[2]等部分组成,主要完成信号的变频、滤波和放大处理,将射频信号变换为适合于进行ADC直接采样的中频信号。设计中主要考虑了噪声系数、动态范围、增益、AGC控制范围、中频带宽等参数,以保证系统的性能指标。输入端使用了9阶椭圆低通滤波器,以抑制其他频段的干扰,提高中频、镜频抑制比等。

对于短波频段,内部噪声的影响比较小,外界噪声是决定接收机接收小信号能力的主要因素,而前置放大器会降低二阶和三阶交调指标,因此,射频信号经滤波后直接进入混频器。选用IP3值较高的混频器,可以很好减少由此带来的寄生响应,使输出中频信号的交调产物很小,有利于提高动态范围,减小倒易混频,提高抗干扰能力。由于此电路混频器插损较大,导致系统噪声系数增加,灵敏度下降,为了补偿此损耗,紧跟混频器后采用低噪声、高增益的中频放大器降低系统的噪声系数。

与常规设计不同,本文采用两路射频通路,带宽25 kHz信道主要用来进行信号接收解调,而带宽1 MHz信道主要用来进行频谱扫描。每路信道采用两级中频滤波器,第一级置于低噪放之后,对低噪放的输出进行预滤波,降低对第一级中频放大器的要求,达到较高的三阶截距,具有较低的插入损耗和较高的三阶互调指标;第二级置于第一级中频放大器之后,它具有良好的矩形系数和较高的阻带抑制。

中频滤波器采用声表面波滤波器(SAW)。声表滤波器具有很好的矩形系数,更接近理想特性,具有体积小、一致性好、互调抑制比高等优点。

2.2 噪声系数分析

接收机灵敏度指标取决于接收信道的噪声系数。指标要求灵敏度小于等于0.5 μ V((S+N)/N=12 dB),在50 Ψ输入阻抗条件下等效为-113 dBm,则噪声系数

NF=Psn-So/No-10lg(BW)+174 dBm/Hz(1)其中,Psn为-113 dBm,So/No=12,BW=3 kHz,174 dBm/Hz为电子热噪声。经计算得出 NF=14 dB,考虑2 dB的余量,得出信道的噪声系数必须小于12 dB,才能满足设计要求。

2.3 信道增益确定

模拟信道增益[3]取决于灵敏度(信道噪声系数)和采样AD性能。射频模数转换考虑到转换速度和精度的要求,在此选用16位AD转换器,转换SINAD 81 dBFs,参考电压设为2.75 Vpp,输入阻抗50 Ψ,最大不饱和输入功率为12 dBm。

AD的量化噪声为

经计算得出 Nq≈-83 dBm。则接收机最小模拟信道增益为

其中,NF=12 dB,B为检波前的中频带宽,在考核指标时常按照传统窄带接收机的方法进行,带宽选择3 kHz,由此可算出射频信道总增益为G=45 dB。考虑一定的冗余量,可以确定出信道增益约为48～50 dB。

2.4 动态范围实现

无杂散动态范围是指接收机在接收多个大信号,随着信号的增大,失真产物增大到等于等效噪声功率时,信号电平与噪声电平之比。从信道的输入三阶互调截距点可以推算出无杂散动态范围,即

可见,无杂散动态范围SFDR直接正比于输入截点IIP3,反比于噪声系数NF和中频带宽B,也就是说,噪声系数低,中频带宽窄,输入截点高,则接收机无杂散动态范围就大。要实现系统高线性大动态范围,可从以下几个方面进行优化设计。

2.4.1 合理分配增益

慎重考虑信道中每一模块的最大功率值,尤其是在放大器前,要满足有源器件的 P1dB压缩点要求,防止信号压缩。一般为了保证信道的不失真,放大器在P1dB压缩点处回退6～10 dB。

表1 电路模块设计参数Table 1 Parameters of the circuit module

各电路模块参数[4]依据表1的设计,代入软件AppCAD,计算结果如图2所示。由图2可知,射频前端各模块按此增益分配,无杂散动态范围在理论上可以达到97 dB,满足设计要求。

图2 无杂散动态范围计算图Fig.2 Calculation of the SFDR

2.4.2 优选动态范围大的器件

设计高线性度的接收机,通常要选用P1dB压缩点高、IIP3高的中频放大器和混频器。相对小信号放大器而言,P1dB高的放大器通常都具有较大的噪声系数和功耗,大信号混频器则需要更大的本振信号来驱动,这会使本振泄漏增加,导致内部杂散响应增大,同样功耗也要增加。因此必然会造成设计的难度大大增加,且成本昂贵。

混频器的线性度是直接影响系统高线性实现的关键指标。在此选用SD5400系列双平衡混频器,它由4个性能完全一致的增强型MOS场效应管组成,可获得+30 dBm以上的三阶截距,变频损耗约为7 dB,本振电平高达+32 dBm,允许最大射频输入的动态范围大,能够确保前端电路的性能要求。

低噪声放大器(LNA)是接收机射频前端的重要组成部分,首先要求噪声系数越小越好,同时为了抑制后级噪声对射频前端影响,要求有一定的增益,由于LNA所处位置,决定它必定是小信号线性放大器,因此要求LNA具有足够的线性动态范围[5]。在此采用型号为BFP196W的放大器与输入输出变压器组成的放大电路作为LNA。该电路简单,噪声系数2 dB,输出 IP3为45 dBm,增益15 dB,而且可通过调整输入输出变压器匝数比来改变正向功率增益。

ADC芯片选用凌特公司高速低噪声16位数模转换芯片LTC2217IUP,它的无杂散动态范围为100 dB,能够满足系统要求。

2.4.3 自动增益控制

要想接收机具有大动态范围,通常需要在射频或中频部分接入自动增益控制电路。本设计在中频部分加入数字步进衰减器实现AGC功能,选用Hittite公司的步进衰减器HMC470LP3,IIP3>50 dBm,可控范围31 dB/1 dB步进。这种电路能很好地满足线性动态范围的需求。

接收机射频前端因需设计具有大动态范围,那么保证ADC不能工作在饱和状态就成了AGC起控点的依据。以LTC2217IUP为例,其最大输入电压为2.75 Vpp,输入阻抗50 Ψ,最大不饱和输入功率为12 dBm,为了防止过载,且保证较大的动态范围,最大采样信号输入设为-16 dBm,然后由数字处理软件将信号调整为0 dBm。因此,AGC的起控点为-16-48 dBm=-64 dBm。-113～-64 dBm由数字处理软件完成,-64～-2 dBm由数字AGC完成,-2～+20 dBm由天线衰减器完成。

3 主要指标测试结果

选取具有代表性的频点在标准测试环境下,按GBT 6934-1995要求进行测试,测试结果如表2所示。由表可知主要指标的测试结果符合设计要求。

表2 测试结果Table 2 Test result

4 结 论

本文根据现代短波通信系统的指标要求,研制了具有高动态范围的短波宽带接收机。通过实验测试,该接收信道满足高性能要求,可应用于信息对抗与智能无线通信装备研制,例如新一代水面舰艇短波通信系统等。

[1] Ludwig R,Bretchko P.射频电路设计——理论与应用[M].王子宇,张肇仪,徐承和,译.北京:电子工业出版社,2002.Ludwig R,Bretchko P.RF Circuit Design Theory and Aplications[M].Translated by WANG Zi-yu,ZHANG Zhao-yi,XU Cheng-he.Bejing:Publishing House of Electronics Industry,2002.(in Chinese)

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