一种改进型双向DC／DC变换器的分析与研究

冷剑飞，李 斌，陈益广

（天津大学电气与自动化工程学院，天津300072）

0 引 言

双向DC／DC变换器可实现双向运行，主要应用于电动汽车，风能、太阳能等新能源发电，直流不停电电源系统，航天电源系统，移动发电系统等领域［1］。随着电力电子技术的发展，对双向DC／DC变换器的效率、体积、重量、性能和可靠性提出了更高的要求［2］。为了缩小双向DC／DC变换器的体积和重量，提高其功率密度和动态性能，双向DC／DC变换器正向高频化方向发展，但开关频率的提高增加了开关损耗。本文将Cuk电路单元与Buck／Boost电路单元相结合，在文献［3］的基础上改进了主电路的拓扑结构，合理设计一二次绕组匝数比n1：n2，调节占空比d，使输入侧和输出侧平均电压的幅值匹配，满足关系式n2Uin＝dn1Uo，减小了功率器件的电压、电流应力，同时也减小了隔直电容的电流应力和纹波电压，减小了变换器的损耗，实现了高效率、高升降压转换比，具有更好的工作特性。

1 改进型双向DC／DC变换器工作原理

改进型双向DC／DC变换器主电路如图1所示。它由输入级的Cuk电路单元、双绕组的高频变压器和输出级Buck／Boost电路单元构成。

图1 改进型双向DC／DC变换器主电路

由图1可知，该双向DC／DC变换器左右两侧分别为低压侧和高压侧，可工作于低压侧向高压侧传递能量的Boost和高压侧向低压侧传递能量的Buck两种模式，具有能量双向流动的特点。vin为直流输入电压、vo为直流输出电压，C1、C2和C3分别为隔直电容。LP是谐振电感，它包括变压器漏感和外接电感，L0是输入电感，Lm是激磁电感。D1～D4分别是功率MOSFET开关管S1～S4的内部寄生二极管。CS1～CS4分别是S1～S4的寄生电容和外接电容之和。n1是低压侧绕组的匝数，n2是高压侧绕组的匝数。开关管S1与S2的驱动信号互补，S3与S4的驱动信号互补。S1和S3驱动信号的占空比为d，S2和S4驱动信号的占空比为（1－d），占空比d随输入输出电压的变化而变化，满足关系式nUin＝dUo（其中n＝n2／n1）。

下面以Boost工作模式为例分析该双向变换器工作原理。改进型双向DC／DC变换器一个开关周期Ts内有8种工作模态，每种工作模态的等效电路如图2所示，主要理论波形如图3所示。图中D、φ、Uin和Uo分别为占空比d、移相角φ、输入电压vin和输出电压vo的稳态值。

为简化分析，做如下假设［4，5］：a．变换器已达到稳定工作状态；b．所有开关管和元器件均为理想器件；c．C1、C2、C3与变压器漏感Lp的谐振频率远低于开关频率；d．CS1＝CS2，CS3＝CS4。

（1）模态1（t0～t1）：t0时刻，开关管 S1两端电压vS1已下降到0，D1正偏导通，此后S1在零电压条件下被驱动开通，S2两端电压vS2被箝位到v1，此阶段开关管S1、S4导通。

（2）模态2（t1～t2）：t1时刻，S4被关断，S1导通。Lp与CS3、CS4发生谐振，CS3与 CS4两端电压vS3、vS4和漏感电流ip满足如下等式：

所以S3和S4驱动信号之间的死区时间td（lag）＞td12，即：

（3）模态3（t2～t3）：t2时刻，vS3已下降到0，D3正偏导通，此后S3在零电压条件下被驱动开通，vS4被箝位到vo，此阶段S1、S3导通，ip近似不变，类似一个恒流源。

图2 变换器Boost工作模式下等效电路图

图3 一个开关周期TS内的主要原理波形

（4）开关模态4（t3～t4）：t3时刻，S1被关断，S3导通。Lp与CS1、CS2发生谐振，CS1两端电压vS1、CS2两端电压vS2和漏感电流ip满足如下等式：

所以S1和S2驱动信号间的死区时间td（lead）＞td34，即：

（5）模态5（t4～t5）：t4时刻vS2已下降到0，D2正偏导通，此后S2在零电压条件下被驱动开通，vS1被箝位到v1。此阶段导通S2、S3导通，ip逐渐减小。

（6）模态6（t5～t6）：t5时刻，S3被关断，S2导通。Lp与Cs3、Cs4发生谐振，使得vS4由vo下降到0，vS3由0上升到vo。

（7）模态7（t6～t7）：t6时刻，vS4已下降到0，D4正偏导通，此后S4在零电压条件下被驱动开通，vS3被箝位到vo。此阶段S2、S4导通，ip近似不变，类似一个恒流源。

（8）模态8（t7～t8）：t7时刻，S2被关断，S4导通。Lp与CS1、CS2发生谐振，使得vS1由U1下降到0，vS2由0上升到v1。到t8时刻，vS1已降到0，电路回到模态1，开始新的工作周期。

2 稳态性能分析

由图3可知，假设变换器工作在稳定状态并忽略死区时间和激磁电感电流的影响，可以得到变换器在一个周期中变压器原边电压、副边电压和漏感电流的主要原理波形如图4所示。

图4 变压器电压和漏感电流波形

2．1 电压关系

由图4可知，变换器一个开关周期Ts内有四种工作状态，根据电感L0、漏感Lp和激磁电感Lm伏秒平衡［6，7］可得

可以解得隔直电容C1、C2、C3两端平均电压U1、U2、U3分别为

当输入电压和输出电压满足nUin＝dUo时，变换器升降压转换比M为

开关管 S1、S2、S3和 S4的电压应力［6］uvpS1、uvpS2、uvpS3和uvpS4分别为

2．2 电流关系

ip0、ip1、ip2、ip3和ip4分别为变压器漏感 Lp在t0、t1、t2、t3和t4时刻电流值，i12和i14分别为输入电感L0在t2和t4时刻电流值，I1为输入电感电流i1的平均值。由图4可知

当电路达到稳态时，根据电容C1和C2的电荷平衡原理［［6，7］可得

式中，I1为输入电流i1的平均值

变换器在Boost工作模式时传输功率P0和输出电流平均值I2分别为

开关管S1、S2、S3和S4的电流应力［6］icpS1、icpS2、icpS3和icpS4分别为

隔直电容C1和C2的电流应力icp1和icp2分别为

3 仿真验证

为了验证所提出的改进型双向DC／DC变换器的工作原理分析的正确性，用MATLAB／Simulink软件进行了仿真验证［8］。仿真参数设置如下：输入电压Uin＝37 V，输出Uo＝288 V，变压器变比np：ns＝1：4，额定传输功率P0＝1 kW，开关频率fs＝100 kHz，隔直电容C1＝20μF，C2＝C3＝40μF，输入滤波电感L0＝200μH，变压器漏感Lp＝1．215μH。仿真结果如图5、图6和图7所示。

图5 开关管S1～S4驱动波形和端电压波形

图6 变压器电压及漏感电流波形

图7 开关管S1～S4电流波形

4 结 论

本文介绍了一种由Cuk电路单元和Buck／Boost电路单元组合的双向隔离DC／DC变换器，分析了其工作原理，通过低频行为模型分析了其稳态性能特点，并用MATLAB／Simulink仿真验证了该理论分析的正确性。该变换器具有以下特点：（1）拓扑结构简单，易于控制和实现；（2）通过相移加PWM控制，减小了开关管的通态损耗，具有较高效率；（3）所有开关管都能实现ZVS开关；（4）占空比d的调节范围较宽，占空比d＝nvin／vo；（5）在较小的电压、电流应力条件下能实现较高的升降压转换比，适用于高压大功率场合。

［1］ 周 明．电动车用移相PWM控制的双向DC－DC变换器研究 ［D］．长沙：中南大学，2009．

［2］ 马 棢，刘圆圆，瞿文龙，等．一种隔离型双向软开关DC／DC变换器［J］．清华大学学报，2006，46（10）：1657－1660．

［3］ XU Dehong，ZHAO Chuanhong，FAN Haifeng，et al．A PWM plus phase－shift control bi－directional DC－DC converter［J］．IEEE Transactions on Power Electronics，2004，19（3）：666－675．

［4］ 孙丽萍．PWM 加相移（PPS）控制双向 DC－DC变换器的动态建模［D］．浙江：浙江大学，2006．

［5］ Lehman B，Bass R M．Switching frequency dependent averaged models for PWM DC－DC converters［J］．IEEE Transactions on Power Electronics，1996，11（1）：89－98．

［6］ 罗全明，邾盼鑫，周雒维，等．一种多路输入高升压Boost变换器 ［J］．中国电机工程学报，2012，32（3）：9－14．

［7］ 张卫平．开关变换器的建模与控制 ［M］．北京：中国电力出版社，2006．

［8］ 周渊深．电力电子技术与 MATLAB仿真 ［M］．北京：中国电力出版社，2005．