一种改进型双向DC/DC变换器的分析与研究

2013-07-17 10:50冷剑飞陈益广
通信电源技术 2013年2期
关键词:导通电感双向

冷剑飞,李 斌,陈益广

(天津大学电气与自动化工程学院,天津300072)

0 引 言

双向DC/DC变换器可实现双向运行,主要应用于电动汽车,风能、太阳能等新能源发电,直流不停电电源系统,航天电源系统,移动发电系统等领域[1]。随着电力电子技术的发展,对双向DC/DC变换器的效率、体积、重量、性能和可靠性提出了更高的要求[2]。为了缩小双向DC/DC变换器的体积和重量,提高其功率密度和动态性能,双向DC/DC变换器正向高频化方向发展,但开关频率的提高增加了开关损耗。本文将Cuk电路单元与Buck/Boost电路单元相结合,在文献[3]的基础上改进了主电路的拓扑结构,合理设计一二次绕组匝数比n1:n2,调节占空比d,使输入侧和输出侧平均电压的幅值匹配,满足关系式n2Uin=dn1Uo,减小了功率器件的电压、电流应力,同时也减小了隔直电容的电流应力和纹波电压,减小了变换器的损耗,实现了高效率、高升降压转换比,具有更好的工作特性。

1 改进型双向DC/DC变换器工作原理

改进型双向DC/DC变换器主电路如图1所示。它由输入级的Cuk电路单元、双绕组的高频变压器和输出级Buck/Boost电路单元构成。

图1 改进型双向DC/DC变换器主电路

由图1可知,该双向DC/DC变换器左右两侧分别为低压侧和高压侧,可工作于低压侧向高压侧传递能量的Boost和高压侧向低压侧传递能量的Buck两种模式,具有能量双向流动的特点。vin为直流输入电压、vo为直流输出电压,C1、C2和C3分别为隔直电容。LP是谐振电感,它包括变压器漏感和外接电感,L0是输入电感,Lm是激磁电感。D1~D4分别是功率MOSFET开关管S1~S4的内部寄生二极管。CS1~CS4分别是S1~S4的寄生电容和外接电容之和。n1是低压侧绕组的匝数,n2是高压侧绕组的匝数。开关管S1与S2的驱动信号互补,S3与S4的驱动信号互补。S1和S3驱动信号的占空比为d,S2和S4驱动信号的占空比为(1-d),占空比d随输入输出电压的变化而变化,满足关系式nUin=dUo(其中n=n2/n1)。

下面以Boost工作模式为例分析该双向变换器工作原理。改进型双向DC/DC变换器一个开关周期Ts内有8种工作模态,每种工作模态的等效电路如图2所示,主要理论波形如图3所示。图中D、φ、Uin和Uo分别为占空比d、移相角φ、输入电压vin和输出电压vo的稳态值。

为简化分析,做如下假设[4,5]:a.变换器已达到稳定工作状态;b.所有开关管和元器件均为理想器件;c.C1、C2、C3与变压器漏感Lp的谐振频率远低于开关频率;d.CS1=CS2,CS3=CS4。

(1)模态1(t0~t1):t0时刻,开关管 S1两端电压vS1已下降到0,D1正偏导通,此后S1在零电压条件下被驱动开通,S2两端电压vS2被箝位到v1,此阶段开关管S1、S4导通。

(2)模态2(t1~t2):t1时刻,S4被关断,S1导通。Lp与CS3、CS4发生谐振,CS3与 CS4两端电压vS3、vS4和漏感电流ip满足如下等式:

所以S3和S4驱动信号之间的死区时间td(lag)>td12,即:

(3)模态3(t2~t3):t2时刻,vS3已下降到0,D3正偏导通,此后S3在零电压条件下被驱动开通,vS4被箝位到vo,此阶段S1、S3导通,ip近似不变,类似一个恒流源。

图2 变换器Boost工作模式下等效电路图

图3 一个开关周期TS内的主要原理波形

(4)开关模态4(t3~t4):t3时刻,S1被关断,S3导通。Lp与CS1、CS2发生谐振,CS1两端电压vS1、CS2两端电压vS2和漏感电流ip满足如下等式:

所以S1和S2驱动信号间的死区时间td(lead)>td34,即:

(5)模态5(t4~t5):t4时刻vS2已下降到0,D2正偏导通,此后S2在零电压条件下被驱动开通,vS1被箝位到v1。此阶段导通S2、S3导通,ip逐渐减小。

(6)模态6(t5~t6):t5时刻,S3被关断,S2导通。Lp与Cs3、Cs4发生谐振,使得vS4由vo下降到0,vS3由0上升到vo。

(7)模态7(t6~t7):t6时刻,vS4已下降到0,D4正偏导通,此后S4在零电压条件下被驱动开通,vS3被箝位到vo。此阶段S2、S4导通,ip近似不变,类似一个恒流源。

(8)模态8(t7~t8):t7时刻,S2被关断,S4导通。Lp与CS1、CS2发生谐振,使得vS1由U1下降到0,vS2由0上升到v1。到t8时刻,vS1已降到0,电路回到模态1,开始新的工作周期。

2 稳态性能分析

由图3可知,假设变换器工作在稳定状态并忽略死区时间和激磁电感电流的影响,可以得到变换器在一个周期中变压器原边电压、副边电压和漏感电流的主要原理波形如图4所示。

图4 变压器电压和漏感电流波形

2.1 电压关系

由图4可知,变换器一个开关周期Ts内有四种工作状态,根据电感L0、漏感Lp和激磁电感Lm伏秒平衡[6,7]可得

可以解得隔直电容C1、C2、C3两端平均电压U1、U2、U3分别为

当输入电压和输出电压满足nUin=dUo时,变换器升降压转换比M为

开关管 S1、S2、S3和 S4的电压应力[6]uvpS1、uvpS2、uvpS3和uvpS4分别为

2.2 电流关系

ip0、ip1、ip2、ip3和ip4分别为变压器漏感 Lp在t0、t1、t2、t3和t4时刻电流值,i12和i14分别为输入电感L0在t2和t4时刻电流值,I1为输入电感电流i1的平均值。由图4可知

当电路达到稳态时,根据电容C1和C2的电荷平衡原理[[6,7]可得

式中,I1为输入电流i1的平均值

变换器在Boost工作模式时传输功率P0和输出电流平均值I2分别为

开关管S1、S2、S3和S4的电流应力[6]icpS1、icpS2、icpS3和icpS4分别为

隔直电容C1和C2的电流应力icp1和icp2分别为

3 仿真验证

为了验证所提出的改进型双向DC/DC变换器的工作原理分析的正确性,用MATLAB/Simulink软件进行了仿真验证[8]。仿真参数设置如下:输入电压Uin=37 V,输出Uo=288 V,变压器变比np:ns=1:4,额定传输功率P0=1 kW,开关频率fs=100 kHz,隔直电容C1=20μF,C2=C3=40μF,输入滤波电感L0=200μH,变压器漏感Lp=1.215μH。仿真结果如图5、图6和图7所示。

图5 开关管S1~S4驱动波形和端电压波形

图6 变压器电压及漏感电流波形

图7 开关管S1~S4电流波形

4 结 论

本文介绍了一种由Cuk电路单元和Buck/Boost电路单元组合的双向隔离DC/DC变换器,分析了其工作原理,通过低频行为模型分析了其稳态性能特点,并用MATLAB/Simulink仿真验证了该理论分析的正确性。该变换器具有以下特点:(1)拓扑结构简单,易于控制和实现;(2)通过相移加PWM控制,减小了开关管的通态损耗,具有较高效率;(3)所有开关管都能实现ZVS开关;(4)占空比d的调节范围较宽,占空比d=nvin/vo;(5)在较小的电压、电流应力条件下能实现较高的升降压转换比,适用于高压大功率场合。

[1] 周 明.电动车用移相PWM控制的双向DC-DC变换器研究 [D].长沙:中南大学,2009.

[2] 马 棢,刘圆圆,瞿文龙,等.一种隔离型双向软开关DC/DC变换器[J].清华大学学报,2006,46(10):1657-1660.

[3] XU Dehong,ZHAO Chuanhong,FAN Haifeng,et al.A PWM plus phase-shift control bi-directional DC-DC converter[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2004,19(3):666-675.

[4] 孙丽萍.PWM 加相移(PPS)控制双向 DC-DC变换器的动态建模[D].浙江:浙江大学,2006.

[5] Lehman B,Bass R M.Switching frequency dependent averaged models for PWM DC-DC converters[J].IEEE Transactions on Power Electronics,1996,11(1):89-98.

[6] 罗全明,邾盼鑫,周雒维,等.一种多路输入高升压Boost变换器 [J].中国电机工程学报,2012,32(3):9-14.

[7] 张卫平.开关变换器的建模与控制 [M].北京:中国电力出版社,2006.

[8] 周渊深.电力电子技术与 MATLAB仿真 [M].北京:中国电力出版社,2005.

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