应用于储能系统的隔离型双向全桥直流 变换器的软开关特性研究

黄珺，王跃，高远

（西安交通大学 电气工程学院，陕西 西安 710049）

1 引言

在当前全球能源危机日益严重的背景下，新能源受到人们越来越广泛的关注。新能源发电，比如风力发电、光伏发电、潮汐能发电等等，在各国的发电量中占有的比例正在逐年增加。由于新能源大部分属于间歇式能源，为了平滑输出功率、削峰填谷、提高电能质量，储能系统广泛地应用于新能源发电中。此外，储能技术也是电动汽车动力系统里的关键技术。动力电池或者超级电容等是电动汽车的动力来源，是电动汽车的重 要组成部分，所以储能技术对电动汽车的性能起着越来越关键的作用。

储能系统一般由两大部分组成：由储能元件（部件）组成的储能装置和由电力电子器件组成的功率转换系统（PCS）。储能装置主要实现能量的储存和释放，常见的有蓄电池、超级电容、超导储能以及飞轮等等；PCS 主要实现充放电控制、功率调节和控制等功能[1-4]。可见，对于PCS，功率的双向流动是最基本的要求。当功率在直流母线和储能装置之间流动时，双向直流变换器为核心的PCS 控制着功率的流动。双向直流变换器就是直流变换器的双象限运行，其输入、输出电压极性不变，但输入、输出电流的方向可以改变，所以功率也是双向流动的。按照是否具有电气隔离的功能，双向直流变换器分为非隔离型双向直 流变换器和隔离型双向直流变换器。在隔离型双向直流变换器中，双向全桥直流变换器（Dual Active Bridge，DAB）由于具有高功率密度、高电压传输比、不需要额外的无源器件就能实现软开关等优点，得到了广泛的关注。

2 双向全桥直流变换器

DAB 的电路原理图如图1所示，两个高频H桥通过中间的高频变压器连接。H 桥的交流输出分别为abv和cdv，通常情况下，高频变压器的励磁电感远大于漏电感，忽略励磁电感，DAB 的等效电路如图2所示[5]。

图1 DAB 电路原理图 Fig.1 Circuit schematic of DAB converter topology

图2 DAB 的等效电路 Fig.2 Equivalent circuit of DAB converter

3 移相控制

3.1 工作原理

当vab和vcd为180°电角度的方波，并且两个交流电压之间存在φ角度的移相角，根据DAB的等效电路，这两个电压加在漏电感的两端，工作波形如图3所示。

图3 移相控制下的工作波形 Fig.3 Waveforms of phase-shift control

由工作波形可以得到变压器一次侧的电流iL为

式中：n为高频变压器的匝比；fs为开关频率。

以Pb=V12/(2πfsLs)为基准，进一步求得DAB 经过标幺化后的输出功率为：

式中：d为电压传输比,d=nV2/V1。

从式（2）可以得到，当工作条件一定时，DAB 输出功率的方向和大小由移相角φ确定。

3.2 软开关特性

当开关管开通的时刻，如果此时实际导通的是与其反并联的二极管，就能实现此开关管的零电压开通（ZVS）。高频功率电路中，软开关的实现能减小器件的开关损耗和电磁干扰的产生，提高变换器的效率。根据开关管开通时刻的电流值，可以得到实现DAB 所有开关管ZVS 的条件，如表1所示。

表1 实现开关管ZVS 的条件 Tab.1 ZVS constraints for power devices

将式（1）代入表1所列的ZVS 条件中，得到移相控制下，实现所有开关管ZVS 的条件为

为了简化问题的分析过程，只考虑功率从1V侧向2V侧传输，并且电压传输比 1＜d的情况。将式（3）代入式（2）得到实现所有开关管ZVS 的功率范围为

由式（4）可以看到，当DAB 工作在轻载时，有部分开关管不能实现零电压开通，此时变换器的效率将降低。

4 单边全桥脉冲宽度调制控制

单边全桥脉冲宽度调制控制（Single H-Bridge PWM Control）可以将实现DAB 所有开关管ZVS 的功率范围扩展到整个功率范围[6-7]。

4.1 工作原理

单边全桥PWM 控制时，一侧全桥输出交流电压为180°电角度的方波，而一侧全桥输出交流电压为具有一定占空比的方波。同样地，只考虑功率从V1侧向V2侧传输，并且电压传输比 1＜d的情况，其它情况具有相同的分析过程。当 1＜d时，vab是占空比为D1的方波，vcd为180°电角度的方波，此时具有两种开关模式，工作波形如图4所示。

从开关模式1 的工作波形得到变压器一次侧的电流Li为

进一步求得经过标幺化后的输出功率为

其中δ为vab和vcd的基波分量之间的移相角，与φ的关系可以由图4a 中得到。

图4 单边全桥PWM 控制时的工作波形 Fig.4 Waveforms for single H-bridge PWM control

从开关模式2 的工作波形得到Li为

同样地，根据电流表达式可以求得输出功率为

式中：δ为abv和cdv的基波分量之间的移相角，与φ的关系可以由图4b 中得到。

4.2 软开关特性

根据（5）得到开关模式1 中开关管T1，T2，T6和T7开通时刻的电流值（以Ⅰb=V1/(2πfsLs)为基准，经过标幺化后）：

在DAB 中，各波形都是关于半周期点负对称，所以只需要分析半周期，另外一个半周期可以得到相同的结论。

将以上各式代入表1中的ZVS 条件，得到开关模式1 时实现所有开关管ZVS 的条件为

根据（6）得到开关模式2 中T1，T5，T8和T2开通时刻的电流值：

同样地，将以上各式代入表1中的ZVS 条件，得到开关模式2 时实现所有开关管ZVS 的条件为

4.3 全功率范围内的单边全桥PWM 控制

由式（9）～式（11）得，取D1=d时，能同时满足两个开关模式下实现所有开关管的ZVS。

将D1=d代入（9）得到ZVS 的条件为

再将式（12）代入式（6）得到开关模式1在满足ZVS 条件下输出功率的范围为

将D1=d代入式（10）和式（11）得到开关模式2 的ZVS 条件为：

再将式（14）代入式（8）中，得到开关模式2 在满足ZVS 条件下输出功率的范围为

结合式（13）和式（15）可以看出，开关模式1 和开关模式2 之间的功率范围是无缝衔接的，两种开关模式下实现所有开关管ZVS 的功率范围为

根据式（4），移相控制下实现所有开关管ZVS 的功率范围由式（4）确定，所以要实现全功率范围内所有开关管的ZVS，需要满足：

进一步求得：

所以在设计主电路时，根据V1和V2的值，调整高频变压器的变比n，使d满足要求。结合式（4）和式（16），DAB 中实现所有开关管ZVS的功率范围就延展到整个功率范围。

5 仿真结果

在Saber 仿真软件里，搭建了DAB 的电路模型，主要的电路参数为：高压侧电压120 V；低压侧电压48 V；高频变压器变比2∶1，高频变压器折算到一次侧漏感12μH，开关频率100 kHz，高压侧开关管 SPW20N60S5，低压侧开关管IRFP4468PbF。

仿真时，功率从1V侧流向2V侧，电压传输比d小于1。当输出功率为300 W 时，仿真波形见图5所示，图5a 为移相控制下的波形，图5b 为单边全桥PWM 控制的波形，每组波形中包括1V侧全桥输出交流电压abv，2V侧全桥输出交流电压折算到一次侧电压 'cdv，变压器一次侧电流Li，1V侧输入直流电流和2V侧输出直流电流。在这个功率等级下，单边全桥PWM控制时，DAB 工作在开关模式1。测得移相控制时的效率为87%，单边全桥PWM 控制时的效率为93.48%。

图5 输出功率为300 W 时的工作波形 Fig.5 Waveforms under 300 W-load

当输出功率为700 W 时，仿真波形如图6所示，图6a 为移相控制，图6b 为单边全桥PWM控制。

图6 输出功率为700 W 时的工作波形 Fig.6 Waveforms under 700 W-load

这个功率等级下，单边全桥PWM 控制时，DAB 工作在开关模式2。测得移相控制时的效率为 92.04%，单边全桥 PWM 控制时的效率为94.16%。

从仿真结果可以得出，在单边全桥PWM 控制下，变换器的效率显著提高，尤其是在轻载时。

6 结论

本文首先分析了DAB 在移相控制下的工作原理和软开关特性。在移相控制下，功率的传输方向和大小由移相角控制，操作起来非常简单。但是在轻载的情况下，DAB 会失去零电压开通，此时开关损耗增加，变换器的效率降低。为了将实现所有开关管ZVS 的负载范围延展到整个功率范围，单边全桥PWM 控制被提出。通过在一侧全桥引入PWM 控制，实际上是增加了一个控制维度，以达到全功率范围实现ZVS 的目标。本文分析了单边全桥PWM 控制的工作原理和软开关特性，并且确定了占空比的选取原则。最后，在Saber 里搭建了仿真电路，通过仿真验证了，应用单边全桥 PWM控制，变换器的效率明显提高。

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