再谈地面数字电视单载波系统移动接收的实现

徐孟侠

（北京大学 电子学系，北京 100871）

巴西在2000年6月采纳ISDB-T标准而未采纳ATSC标准的原因之一是：ATSC不能提供移动电视接收业务。此后某些专家声称：在地面数字电视（DTT）传输技术中，只有采用正交频分复用（OFDM）技术的多载波系统能实现移动接收，而仅有时间域处理的单载波系统则不能。但单载波系统实现移动接收这个技术难题，先后在中国和美国被破解：1）2002年12月，上海交通大学张文军小组和原美国LINX Electronics公司（以下简称为LINX）合作研制的ADTB-T/OQAM单载波系统，在上海市中心演示720p HDTV的移动接收。2）2009年9月，ATSC批准其移动电视的A/153标准（ATSC-MH；单载波系统）[1]。

本文是《地面数字电视单载波系统如何实现移动接收》[2]的续篇。在回顾DTT单载波系统实现移动电视接收的典型案例及单载波系统的新进展后，补充讨论接收端的一些时间域处理技术：1）从相位域（单位圆）和时间域（两者看成可收缩和扩张的“半拉开弹簧”，其中每圈还有360°的相位域）分析主信号和单个“0 dB回波”的能量叠加后，C/N门限值可望下降约1.5～2.5 dB。2）对“同步码捕获/保持”提出的“部分序列法”缩短所需时间，作补充说明。3）对自适应信道均衡器的卷积运算则提出“6 msb（最高有效位）/符号处理法”（替代原8比特/符号），以显著节省运算资源和缩短运算时间，方便移动电视业务。

1 对单载波系统和多载波系统的回顾和讨论

1.1 对DTT单载波系统和多载波系统的回顾

在DTT传输的多载波系统中利用OFDM处理回波，其技术简洁，容易用软硬件实现。

但此优点中又隐含缺点。以DVB-T为例，2000年3月巴西测试报告：在样机实验室固定接收测试的5个回波模型中，DVB-T样机的C/N门限值上升1.7～9.8 dB（见表1）；强回波信号的能量不仅没有利用，反而当作干扰。

表1 LINX在固定接收中对回波的测试结果

1.2 单载波系统利用时间域处理技术破解“0 dB回波”技术难题的回顾（2001—2012年）

2001年3月，笔者与LINX夏劲松进行私人交流以来，单载波系统移动接收的成功演示有：

1）2002年12月，上海交大与LINX在上海市中心演示ADTB-T/OQAM单载波系统的720p HDTV移动接收，最高车速120 km/h。

2）2003年1月，上海交大与LINX在上海磁悬浮铁路车厢内演示ADTB-T的SDTV移动接收，最高车速达到461 km/h。

3）2003年4月，LINX在美国NAB年会报告（展台还有现场演示）：用时间域处理技术破解ATSC（还有DVB-T）样机在固定接收中处置“0 dB回波”的技术难题。对巴西C和D、修订C和D的4个回波模型，C/N门限值下降1.8～3.9 dB（见表1）。

可见，LINX得到创新结果：从“门限值上升”变为“门限值下降”（因而获NAB2003创新大奖；实现笔者预期的约1.5～2.5 dB），但巴西模型A和B属于弱回波，门限值仍有所上升；而模型E的结果还有待改善。

4）从“神舟五号”到“神舟九号”飞船的4次返回舱搜救活动中，上海交大归琳分组使用的“图像传输系统”就是以ADTB-T/OQAM单载波技术作为核心技术。该系统不仅逐次升级，每次都有电视实况转播，而且“神九”的实况报道时间最长（约1.5 h）。

5）2007年1月至2008年3月，归琳分组还与铁路某单位合作，开展“高速铁路移动电视系统（ADTB-R）”的研制[3]和多次现场实验：上海郊区3个发射站，苏州境内6个发射站；节目源来自卫星；在D字头火车车厢接收；总距离约80 km，单程历时约1.5 h；最高车速170 km/h；全程只有个别主观不一定觉察的“中断”。

6）2009年9月，上海交大小组管云峰报告：地面国标C=1在上海市区主要街道（外环路以内；东西和南北距离各约40 km的大面积覆盖），实现移动电视接收的初步结果（见图1）[4]。

采用的技术参数为：地面国标C=1，4QAM，0.8 LDPC，PN595和M=720；其有效比特率10.396 Mbit/s。实验结果是：接收成功率达98%（传输性能）。

7）2009年9月，ATSC批准其移动电视标准A/153[1]（即ATSC-MH），而相应的业务也已启动（2007春夏已有较成熟技术）。

从上述案例可见：“单载波系统不能实现移动电视接收”这个技术难题已先后在中国和美国被破解。但在地面国标C=1固定接收的样机实验室测试结果中，还未见到“门限值下降”的报道（类似表1的部分结果）。

1.3 DTT单载波系统技术性能的新进展

1）2011年5月，上海某通信公司对5个相邻8 MHz频道（共40 MHz）宽带电视激励器（每频道22 W）的测试结果：采用地面国标C=1时，每频道的“带肩比”仍可满足–36 dB的要求（见表2，与单个频道相比已恶化，MER测试也有类似结果）。而采用地面国标C=3780时，则会有2～3 dB的差距，达不到技术要求。

表2 地面国标C=1的5个相邻频道测试

2）2011夏秋，广西桂林某通信公司把“地面国标C=1+AVS视频编码（专利费低廉，中国自主可控）+单台宽带电视发射机（不需配置价格昂贵的RF多工器）组建M-SFN”的成套系统技术（简称“C=1新DTT系统”），先后在斯里兰卡和吉尔吉斯坦2个国家推广应用。其中M代表多个邻近频道（multiple adjacent channels；可以不全是相邻的）。仅该公司一家从2009以来3年多时间在境内已有一批案例[5]。

另一方面，从2009年秋起，欧洲已有“DVB-T2+MPEG-4/H.264视频编码（专利费较高）+多台发射机（配置RF多工器）组建SFN”新系统（简称“T2新DTT系统”）的一些案例。

但由于“C=1新DTT系统（单载波）”的技术性能接近“T2新DTT系统（多载波）”，而价格低廉（考虑组建地区DTT覆盖网络），性能价格比较高；因而前者已成为后者在国际DTT市场的有力竞争对手[5]。

3）2012年3月，美国Charlie Rhodes从机顶盒的测试结果得出[6]：ATSC机顶盒中混频器和自动增益控制（AGC）固有的非线性造成大功率ATSC信号的互调失真（inter-modulation）和交调失真（cross modulation），严重影响其上下邻近频道的ATSC或宽带电信业务之正常接收。

报道的1例是：ATSC第45，47，51频道的“三重拍频（triplets）”，对第52，53，54频道（上邻近频段A，B，C）的宽带电信业务，将造成严重干扰：噪声电平上升值〉15 dB。

而DTT多载波系统因其OFDM固有的正交性，导致大功率信号非线性对邻近频道的干扰，与ATSC单载波系统相比，是否将更为严重？

4）2012年4月，笔者在《地面国标C=1将是DTT绿色（低碳）产业候选者》一文[5]中估计：在覆盖范围的边缘地带，地面国标C=1的C/N门限值与C=3780相比，将低约4.5 dB。

2 DTT接收端时间域处理“0 dB回波”的基本原理和研究方法

2.1 回波、多径和单频网（SFN）

2.1.1 回波和多径

回波（echo）是人类在听觉领域（声学）首先感知和探讨的。这是从接收端角度分析的；DTT回波（无线电波）与之类似。但同一过程的另一描述方式则是多径过程，是从传输物理过程角度分析的。这两类分析方法密切关联。

若再把DTT发送端的单个信号源扩展为多个（如组建SFN），还把接收端从单个扩展为多个，则对DTT传输全系统的讨论将更有意义。

图2是DTT传输中可能出现的回波情况[2]。回波可有多个（滞后的和超前的），其幅度不同、时延不同、相位不同，而这正是从接收端角度分析的（时延t1〉0和t1〈0分别对应滞后回波和超前回波）。

多径过程若采用射线理论（不是波动理论），则可使用直线/曲线绘制其传输路径，并因其直观、通俗易懂而被普遍使用。

在优先讨论单个“0 dB回波”后，其原理可推广到幅度≤0 dB的1～2个强回波（例如≥–3 dB）。

2.1.2 回波和单频网（SFN）

DTT信号是宽带信号（如带宽8 MHz），而不是窄带“单频信号”。但若以其中心频率把它看成单频信号，则仍可使用射线理论描述其传输路径。

单个DTT发射端在楼群密集的城市中心可有类似图2的4个接收信号；但同样的接收信号也可看成来自SFN的4个发射站，以不同幅度、时延和相位在接收端汇集。这就是单纯从接收端角度分析较为简洁的优点（但只看结果，而不问发射源/传输过程）。

2.2 利用主信号和“0 dB回波”的能量叠加

笔者从“双信号源-单天线接收”原理得到启发：若把单个“0 dB滞后回波”的能量同主信号叠加（同相位、同幅度），则理论上可得3 dB增益（即C/N门限值下降3 dB）。

于是可先讨论在主信号和单个“0 dB回波”条件下，对DTT接收端的同步码的快速捕获/保持过程。若两者的能量能完全叠加，则“同步码的捕获/保持”过程将加强、加快。其原理和结论还可推广到接收端的全部接收信号。

2.3 回波模型的提出

1999年到2000年春，巴西专家根据现场测试的结果提出5个“回波模型”，供实验室测试使用。这对推动DTT技术的发展有着重要作用。

2011年10月，章理为等提出“简化的3径模型”[7]。其中“只考虑强度，不考虑相位”；对商用机顶盒进行回波的实验室测试；而且第3径包含0，–1，–2，–3 dB等强回波（滞后或超前的）。结果获得理论模型和测试结果的良好拟合。这对DTT回波研究有一定参考价值。

但该文把第3径（还有第2径）当作干扰处理。因为，测试结果（门限值都上升）的规则性起伏，仅是干扰幅度的规则性起伏（以1 dB为阶梯）。该文没有考虑相位，而机顶盒的解调制技术又没有利用回波的能量。

3 对移动电视接收一些技术的补充讨论

3.1 单位圆上的过取样相位和合成矢量

在接收端对接收信号采用过取样技术，即采用频率较高的本地时钟，实现解调器中的高速时间域数字处理。若DTT传输的有效带宽为f0，则其取样符号率也是f0。于是，解调器的本地时钟频率f1可选为

式中：N=8，16，32，…。

地面国标的有效带宽f0=7.56 MHz。取N=16时，本地时钟频率f1=120.96 MHz。这时，单位圆可划分为16个扇形区（扇形角360°/16=22.5°）。而灵活使用高速DSP/CPU（运算时钟〉2 GHz，高于16倍f1）内置的寄存器、堆栈和高速存储器等的软硬件特性，可实现本文讨论的主要内容。

从窄带单频信号出发，讨论单位圆上矢量的相位和幅度，然后推广到宽带信号。

窄带单频信号可在图3的单位圆上用矢量描述其相位（如仅考虑宽带电视信号的中心频率）。但同一现象也可从时间域/取样符号域角度分析：把它看成是“半拉开的弹簧”（弹簧每圈看成时间域的1个取样符号，而每圈还有360°的相位）而正或负的Doppler效应，相当“弹簧”的收缩或扩张。

图3 主信号M和“0 dB回波”E的合成矢量R

图3的单位圆上主信号M（窄带单频信号或宽带电视信号的中心频率信号）和单个0 dB回波E的合成矢量R，必定落入下述2个区域之一：

1）以2/3的概率落入右侧±120度区域，R的幅度≥1单位：在右半圆内（± 90°内，50%概率）≥1.41单位；而在0°附近接近2单位。

2）以1/3概率落入左侧虚线扇形区域。R的幅度〈1单位（180°时为0）。

3）从积分计算可得：合成矢量R的幅度平均值为4/π=1.273单位（与只有主信号M时平均值为0对比，显著增强）。

若过取样参数N=16，则图3的单位圆可划分为16个扇形区（圆心角为360°/16=22.5°）。于是，上面对360°的讨论，可推广到22.5°（±11.25°）的扇形区，而且有：

1）对窄带单频信号（如电视信号的中心频率）在单位圆上的相位域的讨论结果，可推广到宽带电视信号（如8 MHz带宽）在取样符号域的结果，如本地生成的“弹簧”与接收到的“弹簧”完全对齐（逐个取样符号对齐）。

2）本地生成的信号只要稍作相位微调（通过锁相环电路反馈到本地晶体振荡器的电平实施），合成矢量R即以50%概率落入±11.25°/2=±5.625°的幅度≥1.41单位之增强区域。

3.2 “同步码捕获”的过程

以地面国标C=1的数据帧头PN595为例：

第一步，优先解决接收端本地生成的PN595同步码与接收到的比特流中PN595同步码两者间的“捕获”（即取样符号域及相位域的同步）。前者相当图3的主信号M，后者则相当其“0 dB回波”E；而两者的合成矢量R以50%概率落入±5.625°的幅度≥1.41单位之幅度增强区域（≥1.5 dB的增益，或本地时钟的相位稍作微调，即满足此条件）。

这样，通过“逐个取样符号的移位”（还有N=16的相位细分）进行的符合（与）运算，可寻找符合累加值的“峰值”（最大等于595）。而后者可使反馈到锁相环路的电平调整本地时钟的频率和相位，完成取样符号的同步（载波恢复；即频率相同）和相位同步（时钟恢复，即合成矢量R为0°）。这一步同常规处理完全相同。

这时，接收到的取样符号域的“弹簧”与本地生成的“弹簧”完全“对齐”；而且若前者发生微调时（如移动接收为时变信道），后者相应地作微调，始终跟踪而保持“对齐”。

第二步，在完成第一步后，接收端还要生成第2个本地PN595同步码，通过取样符号域的移位（还有N=16的相位细分），进行类似第一步的符合运算。只有当取样符号域的移位达到时延为t1（假设回波是滞后的，t1〉0）时，则符合运算累加值可得第2个“峰值”（最大也等于595）。而把“0 dB回波”当作干扰处理时，没有这第二步。

综合以上第一步和第二步的讨论可看出：

1）在没有考虑主信号PN595受到“0 dB回波”比特流内除PN595以外的其他信息的干扰时，以及没有考虑“0 dB回波”PN595受到主信号比特流内除PN595以外的其他信息的干扰时，除了第一步的“最大峰值”（595）以外，还新增第2个“最大峰值”（595）；两者合计最大为1190。

2）考虑上述2类“干扰”时，每个取样符号的幅度将乘2或等于0的概率各约50%；其平均结果是，符合累加值合计的最大值仍接近1190（与单个595相比，接近翻一番）。

于是，由符合累加值导致从锁相环电路反馈到晶体振荡器的电平，将接近翻一番，因而加强、加快“捕获过程”。反之，若把“0 dB回波”当作干扰处理，则必定延迟这个捕获过程！

此外，从PN595同步码的幅度来看，可有：

1）若“0 dB回波”E的相位接近主信号M的相位（即合成矢量R的相位接近0°），则合成矢量R的幅度接近翻一番，可使PN595同步码的接收门限值下降近3 dB（理论值，工程值可望下降约2.5 dB）。

2）当N=16时，两者的合成矢量R以50%概率落入±5.625°的幅度≥1.41单位之幅度增强区域（≥1.5 dB的增益，或本地时钟稍作相位微调，可即满足此条件）。

总之，由于充分利用“0 dB回波”的能量，PN595同步码的“捕获过程”（以及相应的“保持过程”）得到加强、加快（门限工程值可望下降1.5～2.5 dB）。而此结论还可推广到整个接收端的门限值。

3.3 “部分序列法”

PN595码的捕获/保持过程若采用DSP/CPU进行符合运算，有两方面不足：1）位总数（如595）稍大，不利于DSP/CPU中的16/32/64/128位运算。2）符合累加值的“峰值”也稍大（与噪声或干扰相比），运算资源有点“浪费”。

为此，2008年3月夏劲松对ATSC场同步码PN511的捕获/保持，提出32 bit的“部分序列法”[8-9]，以保证捕获/保持过程的快捷。

可补充的是：该文主要说明原理。但ATSC还有PN63的设计，部分序列法选取64 bit是否更为有效？

《地面数字电视单载波系统如何实现移动接收》[2]第5节指出：在移动速度为400 km/h（如国内高架铁路）时，相位域的偏移微不足道。“但家用接收机的廉价晶体振荡器的频率与额定频率相比，可有±0.01%的精度偏差”。相当于某种“伪Doppler频率偏置”。

例如ATSC场同步PN511的符合运算中，这个容许偏差相当于±0.01%×511 bit= ±0.0511 bit。

此数值代表PN511的“首位”和“尾位”的取样符号差，其绝对值并不大。但此偏置数值在连续几次捕获（保持的要求）时，将积累而增大。

以ATSC的2个场同步码PN511之间的符号数（即场同步的周期）=832×313=2.604 E+5为例，此数值的±0.01%相当±26个取样符号的偏置。若要求“4次捕获而完成保持”，则此偏置值将增为±104个取样符号，再考虑相位没有对齐和误码等因素，这样的偏置对“符合累加值”的影响已“举足轻重”。

而采用部分序列法则可彻底避免这种不利后果。因为，它缩短了取样符号总位数，偏置累加值也相应减小；而只要保持符合累加值仍具有尖锐的“峰值”特性。

而地面国标PN420，PN595或PN945由于其数据帧的绝对时间较短，并没有ATSC场同步码PN511在“捕获/保持”过程中的偏置累积问题！

地面国标PN595数据帧的取样符号数为595+3780=4375。数据帧的周期为（4375/7.56）μs。若“保持”过程要求4次捕获成功，则“捕获/保持过程”所需时间稍大于（4375/7.56）μs ×4≈2.3 ms。

采用部分序列法为64 bit时（方便在DSP/CPU中运算），4375/64=68.36个部分序列。而±0.01%的偏置为±0.01%×4375=±4.375符号；相当±4.375/64=0.068个部分序列的偏置。也就是说，68.36这个数值由于偏置而使其实际数值可能处于 68.29（“弹簧收缩”）～68.40（“弹簧扩张”）之间。

于是，在第1次捕获后，可在第69次运算中完成第2次捕获。而这个数值小数点后的“零头”在取N=16时，可由1/16=0.0625得到处置（细节从略）。

为此，可设计取样符号的“时间序号n（j）”之计数器j（正整数），并记录“同步码符合”时的n（j）。例如，第1次符合成功，记为n（1）；而第69次符合成功，则记为n（69）（对“零头”部分的讨论从略）。

而从j的数值大小（包括“零头”，收缩或扩张）可直接判断：1）Doppler效应是正的还是负的。2）主信号和“0 dB滞后回波”的先后逻辑顺序（前者的j小于后者的j）。3）还可得出滞后回波的时延t1的数值。

若滞后的“0 dB回波”紧接着主信号后面（没有交叉），则t1的最小值t1-min=（64/7.56）μs=8.46 μs（64个取样符号的时间），但可以有交叉（讨论从略）。

3.4 自适应信道均衡器和单频网（SFN）

3.4.1 自适应信道均衡器的“训练”和卷积运算

假设从PN595同步码的捕获/保持过程中，已知有单个滞后的“0 dB回波”，其时延为t1。而接收端信道自适应均衡器的“卷积运算”简化框图见图4。

图4 自适应信道均衡器的训练和卷积运算

在没有“0 dB回波”时，自适应信道均衡器（FIR滤波器）的脉冲样值响应IP-1如图5a；其分支（tap）数为L，长度为2L+1，幅度为1的单峰值在中间。

修改为双峰值的脉冲样值响应IP-2

有单个滞后的“0 dB回波”（时延t1〉0）时，IP-1需要修改成IP-2如图5b；其部分特性可从IP-1中“截取”（对比图5a和5b），长度为2L+2，幅度为1的双峰值（分别对应主信号M和“0 dB回波”E两者的PN595帧头）。

于是自适应信道均衡器的卷积运算过程是：

第一步，采用已知的双PN595同步码（有时延t1）对双峰值的IP-2特性进行“训练”（原常规过程中只有单个PN595码对IP-1特性进行“训练”）。此“训练”的判据之一是：PN595码卷积输出为最大值（≤1190）。而逐个调整IP-2的各系数，需要多次叠代运算。

第二步，第一步获得的经过训练的脉冲样值响应IP-2，对整个接收到的取样符号比特流进行卷积运算，其输出为单个PN595为数据帧头的数据帧。下一步，每个输出取样符号值再进行常规的解交织和LDPC纠错解码的处理（从略）。

若主信号M与单个“0 dB回波”同幅度和同相位（或合成矢量R的相位接近0度），则整个卷积输出的信号幅度将接近翻一番；与没有“0 dB回波”时相比，将有3 dB增益（理论值；工程值可望有2.5 dB）。而若M与E的相位落入±5.625°的幅度≥1.41单位的“幅度增强”区域，则也可望有≥1.5 dB的增益。

可见，充分利用单个“0 dB回波”的能量，接收端的整体门限值可望下降1.5～2.5 dB，而不是上升。

3.4.2 自适应信道均衡器与最大时延tmax

如何依据通信理论设计自适应信道均衡器（FIR数字滤波器）不是本文讨论的内容，但它的长度与t1的最大时延tmax有关。

在卷积运算中FIR滤波器有定义的范围是

式中：取样率f0的单位为MHz（地面国标f0=7.56 MHz），而tmax的单位为μs。

若考虑回波的最大时延tmax约200 μs，则L≥3024。而地面国标的有效信息为3744个取样符号，则L=3744将是较好的选项。对应的tmax≤（（3744/7.56）/2）μs=247.6 μs。

于是，在组建DTT单频网（SFN）时，各发射站之间的距离，就与(L/2)·f0参数有关（它依赖于接收端处理“0 dB回波”的时间域技术）；而与多载波系统OFDM的保护间隔理论无关。

3.5 “6 msb/符号处理法”可显著节省信道自适应均衡器的运算资源

信道自适应均衡器的运算是解调过程中运算量最大的部分。而节省其运算资源的对策有（对于移动电视业务特别重要）：

1）采用非线性数字滤波器替代线性数字滤波器，加快收敛过程（已采用整数运算，替代浮点运算）。

2）采用“6 msb/符号处理法”：若音频和视频的精度要求8 bit，则信道每取样符号的精度在常规处理中一般也要求是8 bit精度。然而，接收到每个取样符号的8 bit中第7和8位之精度分别是1/128和1/256，相当–21 dB和–24 dB；其数值已是噪声或弱回波干扰的量级。若进行10 bit精度的运算，显然会把大量运算资源用于第7位和第8位的噪声和弱回波的处理中（又不利于DSP/CPU中的8/16/32/64位运算），效率较低。本文提出，对接收到的每个取样符号只对其6 msb（最高有效位）进行自适应信道均衡器的卷积运算；而对后2 lsb（least significant bit，最低有效位）则可用4路运算替代之（穷尽的00，01，10和11）。而从LDPC纠错解码给出的附加信息可知：这4路运算中必有1路是正确的解码。

3）此外，6 msb中出现1位误码的概率等于1/6=0.1667（〈0.2）。因而采用0.8 LDPC可满足信道纠错的需求。这就从原理上说明：1.2节案例6）管云峰报告[4]中，对地面国标C=1的移动电视接收业务，采用R=0.8 LDPC的理论依据。

对比DVB-T移动电视采用R=0.5纠错率和GI=1/4，以及地面国标C=3780移动电视采用R=0.4和GI=1/4，可看出：两者的纠错原理与本文原理是根本不同的。

此外，“7 msb处理法”不需再讨论；而“5 msb或4 msb/符号处理法”则有待探讨（文献[2]中已提出“抓住强信号，舍弃弱信号”的原理）。

4 简短小结

1）本文补充讨论《地面数字电视单载波系统如何实现移动接收》[2]中的部分内容；包括在相位域和时间域中讨论主信号和单个“0 dB回波”的合成矢量的特性、“部分序列法”和自适应信道均衡器中的“6 msb/符号处理法”等。特别是：充分利用单个“0 dB回波”的能量获得的好处有：（1）缩短同步码捕获/保持的时间；（2）C/N门限值可望下降1.5～2.5 dB。其适用范围可能是1～2个强回波信号，最好是单个0 dB回波，优先考虑≥–3 dB的回波。而幅度〈–6 dB的回波，本文方法可能“得不偿失”。

2）“单载波系统实现DTT移动电视接收”这个技术难题，从2002年在中国上海被破解算起，到美国ATSC开始筹备A/153标准为止，前后历时约5年，并在中国已有一批典型案例。

3）本文有关内容同笔者已发表的文章[2，10]一样，既可用于地面数字电视（DTT）传输的单载波系统（如ATSC，地面国标C=1和ATSC-MH），也可用于DTT多载波系统（如 DVB-T，ISDB-T，地面国标 C=3780和DVB-T2），它们既可用于DTT移动接收，更可用于其固定接收。

4）笔者希望中青年专家在DTT接收端的时间域处理方面，继续进行研究和开发，构成一定的理论体系，把已成熟的内容列入专业课程和教科书。

5）单载波系统的在中国的“接力棒”：1）2001年3月—2006年8月（第一棒），SJTU/LINX合作的ADTB-T/OQAM单载波系统；2）2006年8月—2011年11月（第二棒），地面国标的制定和“C=1新DTT系统”的推广应用；3）2011年11月11日起（FoBTV宣言）[12]（第三棒），单载波系统在FoBTV制定的DTT传输3.0版中是否还有“一席之地”？

致谢：笔者感谢上海交大张文军小组（包括夏平建、归琳、杨亮、管云峰和孙军）以及夏劲松和李文华（原LINX Electronics，现上海某通信公司）多年来的技术交流。

[1]ATSC A/153,ATSC-mobile DTV standard,Part 1–ATSC mobile digital television system[S].2011.

[2]徐孟侠.地面数字电视单载波系统如何实现移动电视接收[J].电视技术，2010，34（7）：8-11。

[3]陆靖侃，马文峰.铁路电视单频网信道简化模型覆盖设计[J].电视技术，2011，35（8）：35-38。

[4]管云峰.国标移动性能对比[R].北京：中国电子学会消费电子分会，2009.

[5]徐孟侠.大陆地面数字电视广播技术介绍（纪念辛亥革命百周年与台湾友人笔谈）[EB/OL].(2011-10-28)[2012-01-28].http://www.ratiog.org.

[6]RHODES C.Future spectrum demands will impact DTV and GPS receiver designs[J].IEEE Trans.Consumer Electronics,2012，58（1）：8-14.

[7]章理为，万戈，邸娜，等.地面数字电视单频网多径模型研究与性能预测[J].电视技术，2011，35（10）：21-24.

[8]XIA Jingsong.A carrier recovery approach for ATSC receivers[J].IEEE Trans.Broadcasting，2008，54（1）：131-139.

[9]XIA Jingsong.A novel clock recovery scheme for ATSC receivers[J].IEEE Trans.Broadcasting，2008，54（2）：276-282.

[10]徐孟侠.ATSC和DVB-T固定接收时的回波处理性能对比[J].电视技术，2010，34（1）：7-10.