可变增益电荷泵的分析与设计*

钱 香，朱芙菁

(无锡科技职业学院 尚德光伏学院，江苏 无锡214028)

手机、对讲机之类的手持通信产品都是使用电池作为电源的，因此管理好电池电力的使用，可以提高电池的使用效率。手机的LED 彩屏需要高亮度的白光LED 作为背光源，白光LED 的电源不能直接接到电池上，因为电池一开始使用，电压就递减，影响使用效果。所以在电路设计上需要使用一个升压型的电荷泵，把递降的电压在一段较长的时间内稳定在4.5V［1］。

本设计中采用的电容式电荷泵是通过开关阵列和振荡器、逻辑电路、比较控制器实现电压提升，用电容器来贮存能量。图1 为1X/2X 的电荷泵电路［2］。

图1 1X/2X 电荷泵电路

本设计是基于CSMC0. 5 μm 工艺条件，利用Cadence 工具设计、仿真电路。电路包括五大模块电路:带隙基准、比较器、开关电路、振荡器、控制电路，系统框图如图2 所示。基本工作原理如下:当系统上电时，增益模块对电源电压进行检测，以决定电荷泵进入哪种增益模式。比较器2 保证输出电压稳定为4.5 V，例如，当输出电压Vout高于4.5 V 时，比较器2 输出高电平，电荷泵模块不工作;当输出电压Vout低于4.5 V 时，比较器2 输出低电平，电荷泵模块工作。

图2 系统框图

1 电路模块设计

1.1 比较器

图3 是PMOS 作为输入对管的比较器，由差分放大器、共源放大器、偏置电路和推挽输出级放大器组成。该电压比较器的Vi1输入端是同相端，而Vi2输入端是反相端［3］。

图3 PMOS 作为输入对管的比较器

对电路进行DC 扫描，其中电源电压设为2.7 V，Vi1设为1.0 V ～1.5 V，Vi2设为1.238 V，扫描结果如图4 所示。可以得到比较器输出为电源电压一半也就是1.35 V 时，Vi1为1.24065 V，则此比较器的失调电压为1.65 mV。同理，可以得到电源电压为5.5 V 时，输出为电源电压一半也就是2.75 V时，Vi1为1.23725 V，失调电压为－0.75 mV;则可以近似认为比较器正常工作。

图4 比较器的DC 扫描

具体电路原理图和符号如图5 所示。

图5 总电路中的比较器

1.2 开关阵列

用MOS 管实现开关的导通与关断，考虑到四个开关S1a、S1b、S2a、S2b的 实 际 情 况，S1a、S2a、S2b用PMOS 管实现，S1b用NMOS 管实现，如图6 所示。S1a、S1b、S2a、S2b分别为四个开关的栅极输入［1］。

图6 电荷泵的开关电路

用C1、C2两个信号控制四个开关，其中C1为电源电压经过比较器得到的信号，电源电压高于4.5 V，比较器输出高电平，低于4.5 V，比较器输出低电平;C2为振荡器输出信号。要实现的模式如下:C1为低电平时，在振荡器输出为低电平的相位，S1a、S1b导通，S2a、S2b断开，电源电压将电容C0充电到VDD，在振荡器输出为高电平的相位，S1a、S1b断开，S2a、S2b导通，电容C0将其上的电压VDD转移到输出，此时输出为2VDD，这种模式称为两倍模式;C1为高电平时，S1a、S2b导通，S1b、S2a断开，电源电压直接输出，这种模式称为一倍模式。分析得到通过开关S1a、S1b的信号为

振荡器由VDD控制，所以其产生的时钟摆幅为0 ～VDD。如果简单地用时钟信号直接来控制4 个开关晶体管，那么无法真正的关断所有的开关管。我们知道VC0+的摆幅在VDD～2VDD间，VC0－的摆幅为0 ～VDD，所以四个开关管栅极电压摆幅如表1 所示［1］。

表1 四个开关管栅极电压摆幅表

可见振荡器产生的时钟信号不能直接控制四个开关管。为了能够关断它们，时钟信号的高电压必须等于各开关栅极最高电位，这就需要电平位移电路(Level Shift)［4］，如图7 所示。Vs为电路中的高电平，Vin为数字输入信号。若Vin为高电平，MN1、MP2导通，MN2、MP1关断，输出Vout被提升到Vs;反之，Vin为低电平，MN1、MP2关断，MN2、MP1导通，输出Vout为低电平。

图7 电平移位电路

用Cadence 仿真电平移位电路。仿真时，设Vs为8 V，Vin为0 ～5 V 的方波输入信号。理论分析Vin为高电平时，输出Vs;Vin为低电平时，输出0。仿真结果如图8 所示，符合理论分析结果。

图8 电平移位电路仿真结果

要实现对C0的受控充放电，首先要解决的是开关管衬偏效应对开关管阈值的影响。整个开关网路由三个PMOS 管S1a、S2a、S2b和一个NMOS 管S1b组成。由于PMOS 管的源端电位高于漏端，NMOS 管的源端电位低于漏端，S2a和S1b的源漏两端可以直接地判断出来，只要将其衬底与源端相接，就可避免晶体管的衬底偏置效应。S1a和S2b管除栅极外，其余两端电位高低不定，所以无法把源漏两端直接判断出来。以PMOS 管S2b为例，衬底就不能单纯地接在A 端或B 端。采用额外的两个PMOS 开关管，来确保S2b的衬底总是与源相连，消除晶体管衬底偏置效应，如图9 所示。

综合上面的设计，得到开关阵列及逻辑控制，如图10 所示。Con是考虑到系统电路而加入的，功能为:Con为高电平时，M2管关断;Con为低电平时，M2管导通。为了方便读图，将反相器的电源电压输入也作为一个输入量，原理图与符号表示如图11 所示，Vs为电路中的高电压。

图9 消除衬底偏置效应的电路图

图10 开关电路及逻辑控制

图11 反相器

1.3 电压基准源

电压基准几乎是所有模拟电路中重要组成部分，目的是建立一个与电源和温度无关的直流电压。在集成系统中已经采用了许多方法来实现电压基准。采用带隙电压基准即用来自一个PTAT(与绝对温度成比例)电路的正温度相关性抵消一个pn结的负温度相关性［5］。

设计的带隙电压基准电路如图12 所示［6］。基准电压电路中，可以分析得到M1、M3的源极电压相等，这样就保证了Q0两端的电压等于Q1和电阻R两端的电压之和。

图12 带隙电压基准电路

带隙电压基准电路的输出电压与温度的关系(VDD=5.5 V)仿真如图13 所示。由图可得出温度从－20 ℃～100 ℃变化时，输出电压Vo的变化范围为1.23672 V ～1.23809 V，温度系数为29.5722×10－6/℃，可知输出电压随温度的变化比较小。

图13 带隙电压基准与温度的关系

为了得到基准电压电路的输出与电源电压的关系(T=27 ℃)，设电源电压的直流量为4.1 V，交流量为1.4 V，仿真如图14 所示。可以看到，低频时电源电压有交流输入量，输出电压的增益很小，几乎为0，也就是说输出电压随电源电压的变化很小，输出电压几乎恒定。这正是基准电压具有的特性，与温度无关，与电源电压无关［7］。

图14 带隙电压基准与电源电压的关系

1.4 振荡器

本振荡器主要设计由一种双电压比较器和触发器构成的。电路设计要求:频率f=800 kHz，占空比为50%，并且频率随电源电压的变化很小。

设计的振荡器电路如图15 所示［3］。电路中的恒流源部分保证了比较器1 的同相输入端和比较器2的反相输入端电压的稳定，从而对电容的充放电比较稳定，使得振荡器的频率随电源电压的变化比较小。

图15 振荡器电路

振荡器电路中包括恒流源，运算放大器，电流镜，比较器，触发器及二分频等电路。简单的说电路的工作原理就是对电容的充放电效应。R3、M4、基准电压及放大器组成一个恒流源，M0、M1、M2组成电流镜，给电路的各个支路提供偏置。设计的恒流源为5 μA，通过电流镜的作用，使得通过R0、R1的电流也为5 μA，选择R0、R1电阻值为100 kΩ，得到电阻上的压降为0.5 V，也就有比较器1 的同相输入端为1 V，比较器2 的反相输入端为0.5 V，电容上的电压为另两个输入端，由两个与非门组成的触发器的输入端为两个比较器的输出信号。当电容上的电压Uc＜0.5 V 时，M3处于截至状态，电源对电容充电;当0.5 V＜Uc＜1 V 时，M3仍处于截止状态，电源继续对电容充电;当Uc＞1 V 时，M3处于导通状态，将电容上的电压拉到低电平。由于电容放电速度非常快，所以电容上的电压一下子拉到地，接下来再重复前面的过程，这便是电容充放电的一个周期。但是我们要求得到占空比为50%的方波信号，所以电路中增加了一个二分频电路。

运算放大器通常是闭环运用，内外部都要加入反馈网络，要考虑频率补偿和闭环稳定性。同时，运放是放大连续变化的模拟量，要求电压增益越高越好。性能要求:(1)开环电压增益为70 dB;(2)相位裕度至少为60°。设计的放大器如图16 所示［5］。

图16 放大器电路

对电源电压进行直流扫描，扫描范围为2.7 V ～5.5 V，扫描结果如图17 所示。当电源电压从2.7 V～5.5 V 变化时，M1管的电流从4.300 99 μA ～4.602 80 μA 变化，M2管的电流从4.308 83 μA ～4.679 89 μA 变化。在某个特定电压下，M1、M2管的电流相差比较小，电流镜的匹配性比较好;电源电压变化时，M1、M2管的电流变化也比较小，可以给电路提供稳定的电流偏置。

图17 偏置电路的仿真

分别仿真VDD为2.7 V 和5.5 V 时运算放大器的幅频、相频特性，如图18 所示。

图18 运算放大器的幅频、相频特性

从图上可以得到，VDD为2.7V 时，开环电压增益为85.3292 dB，相位裕度为71.4435 度，单位增益带宽为408.929 kHz;VDD为5.5 V 时，开环电压增益为92.4468 dB，相位裕度为72.1637 度，单位增益带宽为455.629 kHz。而且在电源电压为2.7 V ～5.5 V 范围内，此运算放大器的性能比较稳定。

前面分析振荡器电路的工作原理时，已经说明了二分频电路的作用，它能使信号的占空比达到50%。将D 型触发器的输出¯Q 端与D 端连接起来就可构成T＇型触发器。如图19 所示，D 型触发器的¯Q(Qn)与D 端相连构成T＇型触发器。二分频电路的仿真结果如图20 所示，可以看到，每来两个时钟脉冲就输出一个脉冲波形［2］。

图19 二分频电路

图20 二分频电路仿真结果

分别仿真电源电压VDD为2.7 V、5.5 V，振荡器的输出波形如图21 所示。

图21 振荡器输出波形

仿真时间加长，可以得到周期相对稳定的方波信号。电源电压VDD为5.5 V 时，信号周期为1.252 μs，频率为798.72 kHz;电源电压VDD为2.7 V 时，信号周期为1.248 μs，频率为801.28 kHz。由此可见，电源电压从2.7 V ～5.5 V 变化时，振荡频率的误差为±0.16%。

1.5 应用电路

本设计的主要目的是驱动两路LED，使其能稳定的发光，也就是说驱动LED 的电压应该是稳定在某一个值，本电路设计为4.5 V，而且LED 上的电流达到20 mA，使LED 发光，基本原理如图22 所示。前面的开关电路中增加了Con这个信号，也就应用电路的输出信号Vout。由于CSMC0.5 μm 工艺库中没有LED 模型，所以用两个电阻R2、R3代替两个白光LED，设置阻值为225 Ω，理论上要求流过电阻的电流达到20 mA。

图22 LED 驱动电路

基本的工作原理如下:假设电容C0上的电压初值大于4.5 V，此时Vout输出为高电平，开关电路中M2管的栅极电压为高电平，M2管关断，电容C0处于放电状态，C0上的电压降低，当C0上的电压低于4.5 V 时，Vout输出为低电平，M2管导通，电容C0处于充电状态，C0上的电压上升。这样，输出在4.5 V左右波动，因而可以近似地看作输出为4.5 V。

2 系统的设计与仿真

根据电路的工作原理，将系统用各个单元的符号连接出来，如图23 所示［1］。

分别仿真电源电压VDD＜4.5 V(VDD=2.7 V 和VDD=4 V)和VDD＞4.5 V(VDD=5 V 和VDD=5.5 V)，电路的电源电压、输出电压和代替LED 的电阻上的电流波形，如图24 所示。由于电路存在延迟，所以输出电压存在纹波。

图23 系统图

图24 电路输出电压与电流仿真图(负载电容C0=1μ)

根据仿真结果得到，输出电压都近似为4.5 V，足够使白光LED 导通;同时LED 上的电流近似为20 mA，可以使LED 发光，所以此电路具有驱动LED 的能力。从输出纹波可以看出，电源电压大于4.5 V 或电源电压小于4.5 V 时，输出纹波随电源电压的增大而增大，且电源电压大于4.5 V 时的输出纹波相对有规律且平滑些，而电源电压大于4.5 V 时的输出电压尽管也可以看作4.5 V，但还是希望能改善一下［8］。

3 总结

电荷泵是一种DC－DC 转换器，它利用时钟脉冲，控制电容的充放电，实现将能量由输入传给负载的高效传输。设计中采用电容式电荷泵，无需电感，因而不存在电磁噪声。电路包括五大模块电路:比较器、开关电路、带隙基准、振荡器、应用电路。开关电路是本设计的一个重点，为了得到更好的功能，电路中增加了一些较好的设计电路，比如电平移位电路、消除衬底偏置效应的电路。带隙电压基准采用以热电压为基准的自偏置电路，其中电流镜采用自偏置高摆幅共源共栅电流镜。振荡器采用了双电压比较器和RS 触发器组成的振荡器，利用电容的充放电效应控制振荡周期，仿真证明，这个振荡器的功能是很优越的。

本计完成了手机背光驱动电荷泵电路的晶体管级电路设计并经通过仿真验证，基本符合理论结果。分析结果表明，电路输出均近似为4.5 V，LED 上的电流为20 mA，此电路可以用作手机背光驱动。

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