绕线式转子无刷双馈电机单机发电控制研究

吴 涛，王雪帆，李勇波

（1.中国地质大学（武汉）机电学院，湖北武汉 430074；2.华中科技大学电气学院，湖北武汉 430074）

1 引言

无刷双馈电机（BDFM）是在串级感应电机基础上发展起来的一种新型电机，它取消了电刷和滑环，不仅具有结构简单、运行可靠的优点，而且可以有效降低变频装置的容量和电压等级，因此被认为在变速驱动（ASD）和变速恒频发电（VSG）中有广泛的应用前景。无刷双馈电机作为发电机运行时原理类似交流励磁发电机，当原动机的转速变化时，调节定子控制绕组侧励磁电流的频率可方便实现功率绕组发电频率恒定，而且调节控制绕组电流的大小和相位还可以实现有功和无功功率的调节。目前无刷双馈电机应用于风力发电等场合的研究和文献基本上是关于并网发电［1-3］。有些特殊的应用场合如作为独立电源单机发电运行（如一些不需要并网的小水电、船用轴带发电等等），其控制规律有其自身特点。本文在这里探讨了这种电机作为独立电源发电时的控制策略，适合于对发电质量要求不高的场合。

2 无刷双馈电机单机发电运行原理

下面以齿谐波法设计转子绕组为例来阐述其发电原理。假设定子功率绕组8极，控制绕组4极，转子总槽数Z＝6，根据齿谐波转子设计方法，按照极对数pp＝4设计布置的3相对称绕组线圈，除产生极对数为pp＝4的基波磁势外，还将同时产生极对数为p2＝nZ±p1（n＝1，2…）的齿谐波磁势，并且其绕组系数与基波相同，以简化转子接线为例如图1所示，转子绕组在8极6槽上图排列结构下，谐波正反转磁势百分比如表1所示。

图1 8／4极转子绕组接线图

表1 8／4极转子绕组谐波分析

如果忽略高次谐波，仅考虑极数为4／8的谐波，从表1可以看出，当转子绕组通入三相对称感应电流时，将在定转子气隙中产生8极正转磁场和 4 极反转磁场［4-5］。

原动机拖动转子以转速nr旋转，在控制绕组中通入频率为fc的三相对称交流励磁电流，在转子绕组中会产生相应感应电流。转子感应电流频率为：

pp极转子磁场在定子pp对极绕组中产生感应电势，该感应电势产生定子功率绕组电流也会在转子中产生感应电流，其频率为：

采用齿谐波法设计绕线式转子结构无刷双馈电机，转子绕组流经同一电流，因此当电机稳定运行时感应的转子绕组电流频率有fpr＝fcr，因此由上式可得：

这样，对应不同转子转速通过调节控制绕组侧变频器输出频率就可以保持功率绕组发电电频率的恒定。

3 无刷双馈电机单机发电结构及特点

无刷双馈电机作为独立电源应用其结构如图2所示。

图2 无刷双馈电机单机发电结构图

BDFM的功率绕组做发电输出端，控制绕组接变频器。由于是做独立交流电源使用，这里未提供额外三相交流电源。这样整个发电系统需要有一个自励过程，即变频器的三相交流输入由功率绕组自身提供。无刷双馈单机发电的自励有以下两种方案（提供200～400V直流电源）：①功率绕组端通入直流，在同步转速下起动建压；②变频器直流母线端加压到正常逆变需要电压（约为560V左右），任意转速下建压起动。

方案1是目前常用方法，需要直流电源一般电压可在100V以下，电源提供功率较小。但为了适应原动机任意转速下建压，需要采用方案2。一般变频器直接在直流母线端加电压还不能正常工作，需要将变频器的几个报警输入点去掉，如输入缺相报警、输入欠压等等。另外为了适配蓄电池直流电源，方案2还需要合适DC-DC变换升压装置。

4 无刷双馈电机单机发电控制策略

无刷双馈发电机作为独立电源和并网发电相比其控制策略有较大不同。并网发电时功率绕组端电压由大电网决定，其主要控制对象是功率绕组发出电流大小和相位（无功和有功功率）。作为独立电源时主要关心功率绕组发出电压幅值和频率的恒定。下面分析单机发电运行标量控制策略。

在发电运行方式下，电机由原动机拖动（柴油机或风力机构），系统转速给定可测。根据无刷双馈电机运行规律，通过改变控制绕组激励的幅值以及频率fc即可实现对功率绕组发电电压幅值、频率的控制。对于所测定的速度，由给定的电机转速nr和频率换算关系式就可以得到控制绕组的电压频率为：

如图3所示为一种采用交直交变频器的单机发电标量控制策略的控制框图。为保持功率绕组发电幅值恒定，采用功率绕组电压和电流双闭环调节，电压环在外电流环在内。频率也可采用闭环。该系统运行时主要扰动量为负载波动，为保证调节快速性宜采用电流源型逆变器。

图3 单机发电机幅值和频率闭环标量控制框图

功率绕组电压调节规律可以从无刷双馈电机折算后等效电路图分析得出。如图4所示为频率折算后无刷双馈电机等效电路图。当闭环控制系统检测到功率绕组发电电压低于设定值时，可以提高控制绕组给定电流，反之亦然。从图4中可以看出，当控制绕组电流Ic′变大时，控制绕组与转子磁链产生感应电势增大，在其他情况不变时转子回路电流Ir′增大，由于激磁电流一般不超过主电流 10%，可以认为 I′cm、I′pm不变，这样功率绕组侧电流Ip′会跟着增大，提高功率绕组侧输出电压。

图4 无刷双馈电机的等效电路

另外从上面等效电路图可以看出，当负载波动时，功率绕组端电压调节主要通过转子感应电流Ir′调节。转子感应电流 Ir′＝Ic′-I′cm，上面等效电路采用电压源控制模型，通过改变控制绕组电压Uc′／s来改变控制绕组电流。如果采用电流源控制模型，直接控制功率绕组侧电流Ic′，由于不存在功率绕组与转子绕组互感和控制绕组自感影响，其电流控制时间反应更快。

如图5所示为8／4极绕线式转子样机不同情况下控制绕组电压与功率绕组端电压实验数据图。曲线1是转子转速450r／min，变频器频率5Hz对应曲线。曲线2是转子转速400r／min，变频器频率10Hz曲线。曲线3是转子转速420r／min，变频器频率8Hz对应曲线。从图中可以看出功率绕组发电电压与控制绕组电压之间关系基本上满足一定线性关系。

图5 8／4极样机功率绕组电压与控制绕组电压实验数据

变频器输出频率可由转速检测值ωr和功率绕组频率给定值fp＊计算得出，考虑到商用变频器频率给定是模拟信号，在频率值较大时误差较大，在转速较高时会有一定频率的漂移，因此采用频率闭环来消除这种影响。

标量控制采用无刷双馈电机的静态等效电路，其算法比较简单，可以在较低价格的微处理器上实现，适用于对动态性能要求不高的变速恒频发电场合，如船用柴油机轴带发电。

5 无刷双馈电机单机发电标量控制仿真

无刷双馈发电机带载运行时，假定三相负载对称，负载阻抗XL＝2πfpLL。控制绕组侧采用电压源型逆变器，则可控量为变频器输出交流电电压和频率。由于功率绕组端电压满足基尔霍夫电压定律：

将上式代入无刷双馈电机转子速dq坐标系电压方程可得：

由于负载电感并不参与电机励磁，因此定子控制绕组、转子自感没有变化，定转子互感磁链并没有影响。dq0坐标系下，转矩方程没有变化，磁链方程仅电机定子功率绕组三相自感磁链增加LL。

如果控制绕组侧变频器是电流源型逆变器，则可控量为变频器输出交流电电流和频率。电流控制源控制模型相比电压源模型更为简单，其控制动态相应更快。在控制绕组电流已知可控情况下，去掉控制绕组电压方程，dq坐标系下电压方程变为：

电机采用8／4绕线式转子无刷双馈电机，仿真参数为：pp＝4，pc＝2，J＝0.032，rp＝0.075Ω，rc＝0.11Ω，rr＝0.931Ω，lsp＝0.04205H，lsc＝0.16188H，lr＝0.1775H，Mpr＝0.11745H，Mcr＝0.33585H。图 6-8 为采用电压源模型，转速突变和负载突变时功率绕组发电电压幅值、瞬时值仿真波形。图9-10为相同条件下采用电压源模型，转速突变和负载突变时功率绕组发电电压幅值、瞬时值仿真波形。控制绕组仿真采用理想电压源变频器，变频器频率由转速和功率绕组发电给定频率决定，变频器输出电压大小由PID闭环控制器输出决定。对比采用电压源和电流源仿真结果，可以看出电流源模型动态电压超调量调整时间要明显优于电压源模型。

6 实验结果和结论

图6 负载突变功率绕组电压幅值波形

图7 转速突变功率绕组电压幅值波形

图8 负载突变功率绕组电压瞬时值波形

图9 负载突变功率绕组电压幅值波形

图10 转速突变功率绕组电压幅值波形

图11 突减负载实测绕组电压波形（蓝色）

图12 突减负载功率绕组仿真电压波形

图13 转速波动实测控制绕组电流波形（蓝色）

图14 转速突变控制绕组电流仿真波形

实验样机采用“齿谐波法”设计的绕线式转子64kW无刷双馈发电机。变频器采用交直交商用变频器，直流侧采用全可控能量回馈器将自然同步速能量回馈负载，采用高速单片机组成电压闭环和频率闭环检测控制系统。电机参数为：功率绕组极对数为 4，控制绕组极对数为 2，同步转速 n＝500r／min，驱动柴油机速度变化范围375～800r／min。实验稳态运行时频率波动范围 49.0～51.0Hz，电压偏差范围±10V。达到比较好的控制效果。图11-13分别为实验中实测波形，均与仿真波形相符合。

图11中蓝色曲线为功率绕组电压波形，可对比图12仿真波形，两者波形比较一致。图13蓝色为控制绕组电流波形，绿色为控制绕组电流波形。转速波动时控制绕组频率自动调节。图14为转速突变控制绕组电流仿真波形。

总的来看，采用发电电压幅值和频率闭环标量控制方法，稳态性能指标能够达到要求，是一种较为经济和易于工程实践的方法。但其动态性能较差，特别是存在一些问题，如突加突减大负载时，电压超调量较大，系统易崩溃。

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