单相整流／逆变H桥剖析及仿真研究

陈贤明，吕宏水，刘国华

（国网电力科学研究院，江苏南京210003）

1 前言

近年来，由于二氧化碳等温室气体的排放，导致世界气候日益恶化，节能减排已是迫在眉睫的要务。除了工业中大量消耗电能外，各种家用电器，也大量消耗电能，也有着节能的潜力。通常家用电器都是使用单相电源，为节电家用电冰箱、空调等己多采用变频技术，因此单相整流器和单相逆变器有着广泛的用途。过去整流和逆变常用半控的晶闸管器件装置，它们往往会带来功率因数变差和电流波形畸变的电网污染等问题。近年来采用导通、关断可控的全控型电力电子器件（以后简称T管），如IGBT及脉宽调制PWM的方法，整流时，可得到功率因数校正（Power Factor Correction，PFC）的效果，即网侧功率因数接近1，电流波形接近正弦；逆变時，负荷侧电流正弦，如负荷侧并网，功率因数接近1。

为此，本文针对整流和逆变的能量双向流动单相H型桥进行了PWM控制原理的研究，比较了单、双极性调制的优缺点。H桥工作在整流时，要求实现功率因数校正PFC功能，工作在逆变时，要输出电流正弦、（并网）功率因数接近1，这是比较理想的。在上述研究的基础上，对H桥在整流和逆变下的PWM用单周控制（One Cycle Control，OCC）进行了仿真，证明了在单极性PWM下H桥的两只上臂（或下臂）用T管，如IGBT等，另两只有可能用半控型开关元件，如晶闸管，就可满足上述要求，从而减少开关损耗、降低成本。

2 单相整流／逆变H桥机理研究

图1所示表示了单相整流／逆变H桥，它由上、下 各两臂T管T1-T4、二极管（D1-D4），电感L和单相交流电源u及直流侧电容器C组成。逆变时PWM可分为两大类，即单极性PWM和双极性PWM。

图1 单相整流／逆变H型桥

图2 H桥单极性PWM逆变输出交流电压（A）和直流侧电流（B）典型波形

2.1 单极性PWM逆变控制

图2所示为H桥单极PWM逆变典型输出交流电压，和直流侧电流的波形。

分析单相H桥的单极性PWM工作情况。交流电压u在正半波情况下与直流侧电容电压Uc有如图3所示的一般关系。

图3交流正半波u和Uc

图3分成三个时区，其中a、c时区u小于电容器电压Uc为逆变区，而在b时区u大于电容器电压Uc为整流区，现进行如下分析。

（1）a、c时区 u＜Uc逆变

① 当无驱动信号 T1、T2、T3、T4，不通。

因 Uc＞u，D1-D4也不通。H桥不工作，C不放电。

② 当 T2、T3，不通。

当T1作PWM控制，T4导通；

或当T4作PWM控制，T1导通，分别如图4的A、B部分所示。

电容器C放电路径：C+→T1→L→u+，u→T4→C-反向放电到u，从电容器C看放电路径，组成了dc-dc Buck电路［3]，如图4所示。应指出在PWM控制下电容器C是断续放电的，上述两类PWM控制是完全等效的，注意在T1、T4的PWM关断时，加于u端的电压是0（正向单极性）。

③ 当 T1，T4，不通。

图4 T1或T4作PWM控制下电容器C放电的Buck电路

当T2导通，T3作PWM控制；

或当T3导通，T2作PWM控制。分别如图5的A、B部分所示。

图5 T2或T3作PWM控制下电容器C放电的Buck电路

电容器 C 放电路径：C+→T2→u-，u+→L→T3→C-正向放电到u，从电容器C看，放电路径组成了dc-dc Buck电路，如图5所示，应指出在PWM控制下电容器C是断续放电的上述两类PWM控制是完全等效的，注意在T3，T2的PWM关断时，加于u端的电压是0（负向单极性）。

（2）b时区 u＞Uc整流

① 当无驱动信号，T1、T2、T3、T4，不通。

因u＞Uc，D1、D4自然导通。交流电源u向C充电，路径为：u+→L→D1→C→D4→u-

② 因D1、D4导通，T1、T4不可能导通

当T3作PWM控制，T2不导通；

或当T2作PWM控制，T3不导通。分别如图6的A、B部分所示。

用PWM来控制电容器C的断续充电。T2或T3作PWM导通时，加于C的电压为零。

从交流电源向电容器C看，充电路径组成了dc-dc Boost电路，如图6所示。应指出在PWM控制下电容器C是断续充电的，图6A，6B两类PWM控制是完全等效的。

图6 T2，或T3作PWM控制电容器C充电的Boost电路

实际上为保证H桥逆变工作正常，图1中的电容器C的电压Uc必须始终大于电网电压u的幅值，亦即图3中的b时区不存在，但在H桥整流工作时，如Boost电路中的升压电感L＝0，则电容器C的充电电压Uc的最大值是电网电压u的幅值，当L不为零组成Boost电路，Uc的最大值将超过该值，并取决于L的大小和PWM控制中的开关周期中的导通时间的占空比。

在交流电压u负半波情况下，H桥工作在逆变时，图4、图5仍适用。有关结论仍正确。则在整流情况下，当电网电压u的幅值

当 T1、T2、T3、T4，不通。D2、D3 自然导通交流电源对C充电路径：u+→D2→C+→C→D3→L→u-。

因D2、D3导通 ，T2、T3不可能导通。

当T4作PWM控制，T1不导通；

或当T1作PWM控制，T4不导通，分别如图7的A、B部分所示。

用PWM来控制电容器C的断续充电。从交流电源向电容器C看，充电路径组成了dc-dc Boost电路，如图7所示。应指出在PWM控制下电容器C是断续充电的，上述两类PWM控制是完全等效的图4至图7中的两类PWM和dc-dc转换电路（A），（B）都是等效的，在其中每个图任选一种结构，便可以完成H桥的逆变和整流运行。例如在图4-7 中可分别选 T1、T2、T2、T1 作 PWM 控制。或T4、T3、T3、T4 作 PWM 控制。

图7 T1，或T4作PWM控制下电容器C充电的Boost电路

由此看出用H桥完成单相整流和逆变双向运行的情况，用单极性PWM时，只要上臂或下臂两只开关元件作PWM控制，同时另外两只元件在逆变下轮流保持导通，或整流下保持断开。由此可推断它们可能用半控开关元件、晶闸管代替。有利于降低成本和开关损耗。

2.2 双极性PWM逆变控制

图8所示为单相H桥双极性PWM逆变输出交流电压，和直流侧电流的典型波形。现在来分析单相H桥的双极性PWM逆变工作情况。假定直流侧电容器C电压Uc大于交流电源u，如图3上的a，c时区，D1-D4不导通。

图8 H桥逆变双极性PWM输出交流电压（A）和直流侧电流（B）典型波形

当 T1，T4 同时作 PWM 导通，T2，T3 关断，电容器 C 沿图 9A路径：C+→T1→L→u+，u→T4→C-放电。加于交流侧的为+Uc，当T1，T4同时关断时，由于电感L的电流不能立即为零，这时迫使电流走图 9B 的路径：u→D2→C+→C-→D3→L→u+流入电容器的电流反向，向电容器充电，所以造成双极型PWM时，直流侧电流为双向，并且可看出这时加于交流侧的为-Uc，这就是构成图8波形的原因。

图9 双极型PWM控制下，T1，T4导通时，电流途径

当 T2、T3 同时作 PWM 导通，T1，T4 关断，则电容器 C沿图 10A 路径：C+→T2→u-，u+→L→T3→C-放电。加于交流侧的为-Uc，当T2，T3同时关断时，由于电感L的电流不能立即为零，这时迫使电流走图10B的路径：u+→L→D1→C+→C-→D4→u-使电容器C充电，可以看出流入电容器C的电流是双向的。而这时加于交流电源侧的为+Uc。

图10 双极型PWM控制下，T1，T4导通时，电流途径

图8 A为逆变器50Hz的一个周波交流电压波形，图8B为对应二个周波的直流测电容器电流。为清楚起见，图 11 将图 8 的 t＝0.005″和 t＝0.015″处的波形展开，可知当 t＝0.005″时对应着工频 50Hz交流电压的正幅值，而T＝0.015″时对应着负幅值。

图 11 图 8 波形在 t＝0.005”和 t＝0.015”处的展开

从图11可看出，二种情况下直流电流i虽双向变化，其平均显然为正。而交流电压u虽正、负向变化，但左图平均值为正，右图平均值为负是很明显的。

3 H桥单极性和双极性PWM逆变控制的比较

（1）对整流情况只有单极性PWM。能用于控制实现负载功率因数校正（PFC）。

（2）对逆变而言可以用单极性或双极性PWM来调制。

对双极性言H桥上、下四臂全控型元件T1－T4不能少，并且两两轮流作PWM控制，其驱动电路和驱动信号波形如图12所示，T1、T4共用同一驱动信号，T2、T3共用另一组驱动信号。

图12 双极性PWM的驱动电路和波形

对单极性言，可只对上臂（或下臂）的全控型元件T1，T2（或T3，T4）作PWM控制，对余下的 T管只要求保持导通，其驱动电路和驱动信号波形如图13所示。

（3）单极性PWM下工作时T管的开关损耗，应不大于双极性PWM工作时。

（4）双极性PWM控制用T管的di／dt和du／dt的要求，比单极性PWM控制的高。

（5）两种情况下，逆变器输出电压基本相同。

初步结论：在单相H桥的整流和逆变工况下，单极性PWM控制优于双极性PWM控制。

图13 单极性PWM的驱动电路和波形

4 单周控制原理［4]

恒频PWM开关单周控制（OCC）原理。

恒频PWM开关单周控制Buck电路原理如图14所示，假定开关SW以开关频率fs＝1／Ts，开关函数

k（t）工作，式中Ton为每开关周期的导通时间，Ts为开关周期，占空比d是开关导通时间和开关周期的比，d＝Ton／Ts，它是由图14上的参考信号Vref调制。由此可看出开关SW的输入量x（t）和输出量 y（t）的关系为：

开关SW一旦由时钟脉冲clock通过RS触发器Q端接通，积分器也开始工作，当积分值Vint大于比较器另一输入Vref，RS触发器复位，其Q端输出变为“0”，开关 SW关断，Q 端变“1”，积分器复位，一个开关周期结束，直到下一个时钟脉冲来到。假设开关频率远大于输入信号x（t）频率，可认为在一个开关周期内 x（t）为常数，则 y（t）的平均值为：

单周控制的本质是通过控制占空比d（t），使得x（t）在每周期的导通时间Ton内的积分等于参考量Uref。

图14 恒频PWM开关单周控制Buck电路原理图

5 单周控制单相H桥PWM控制的Matlab／Simulink 仿真［5-7]

为了进一步检验上述分析，采用恒频的单周控制产生T管驱动PWM信号。

5.1 逆变控制的仿真

图15单相H桥PWM逆变控制的Simulink仿真结构

图15 所示是单相H桥PWM逆变控制的Simulink仿真结构图。为简单起见，直流侧电容用直流电源，交流侧电源用电阻R代替，图中Logic Cntl模块和图12、图13上部结构相同。图16是单周控制仿真模块OCC的展开，其积分器1／S输入被控量是逆变器的输出电流I，它跟踪正弦电压参考值Vref，注意这里积分值和参考值均采用绝对值，是因为比较器Compa只能作单方向比较。当积分值大于参考值，比较器输出翻转，复位RS触发器，其 Q 端变“0”，关断 T管，而其 Q 端由“0”变“1”，通过switch将积分值清零，直到下一时钟信号clk来到，重新接通T管，实现下一开关周期控制。

仿真实例参数：

直流侧（电容器侧）电源电压为100Vdc；

电感器L＝3mH；负荷电阻R＝5Ω；

OCC 的时钟 clk＝2400；参考值 Ref＝0.005；

Sine发生器 Sinωt，ω＝100π。

图2和图8分别为上例参数下的单极性（用图13驱动）、双极性（用图12驱动）PWM逆变控制的仿真结果。

图16 OCC模块的展开

图17所示为单极性（A）、（C）和双极性（B）、（D）PWM逆变控制下的交流电压、电流和电感器电压UL波形。

图 17 单极性（A）、（C）和双极性（B）、（D）PWM逆变控制下的波形

从交流电压、电流波形看，两者相差不大，从电流有效值看单极性为12.87A，双极性为11.16A。

5.2 整流控制仿真

整流控制输出为直流，只存在单极性的PWM控制，目的是达到功率因数校正PFC的效果，即要求整流时交流侧进线电流为正弦，功率因数接近1。

图18所示为本仿真实例的结构图，这里选用了上臂的T1、T2管作PWM控制，省去了下臂的T3、T4 管，假定交流电源 50Hz，幅值 100Vac，电感器L＝0.5mH，整流侧滤波电容C＝1500微法，直流负荷R＝10 ohms并带0.1H的大电感。

图18 PWM控制的单相PFC整流电路仿真结构图

图19 PWM控制的单相PFC整流电路仿真结果

图19 所示是PWM控制的单相PFC整流电路仿真结果。图19（D）为T1、T2管的驱动PWM信号，图19（A）为交流电源电压和交流电流，除仿真开始有畸变外，稳定后电流接近正弦，功率因数接近1。图19（B）的id是单相输出断续的直流电流，呈正弦半波状，i为连续的负荷电流它同样出现在图19（C）中，这里的负荷直流电压波动较大可能是与滤波电容器电容值不够大，应当指出单相二极管H桥全波整流，在交流电压幅值为100伏时直流负荷电压不会超过100伏。这里由于交流电感器L形成的Boost电路效应的升压作用超过100伏，还应指出这个电压大小还受图18中参考量Ref的调节，它相当于PWM的每个开关周期占空比的调节。

6 结论

本文对单相整流／逆变H桥在PWM控制下的工作原理进行了详细分析，并利用了Matlab／Simulink软件进行了仿真，得出了下述结果：

H桥在PWM逆变下，采用单极性调制较好，T管可有较小的开关损耗，并有可能采用两只T管，两只晶闸管，有利于降低成本。

比起单相半控或全控的晶闸管整流桥，在PWM控制下H桥能达到PFC的效果，不需补偿无功和滤波器。

利用单周控制OCC可以简化PWM控制电路，并因每个开关周期都控制，动态性能优良。

使用H桥是有缺点的，当PWM开关频率高时，开关损耗变大，不适合在大功率电器上应用，如要用到大功率电器，理想情况是T管要配用软开关的控制。

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