基于0.5μm CMOS工艺的BOOST变换器设计

丁 玲，余昭杰，李 靖，周 泉，杜国同，常玉春

（吉林大学a.电子科学与工程学院；b.集成光电子学国家重点联合实验室，长春 130012）

0 引 言

近年来，电源管理芯片是各种电子设备中必不可少的部分，其性能的优劣直接影响电子设备的可靠性和安全性。随着电源芯片的性能逐渐提高，在工作范围内提高系统的效率是设计者的一个重要研究方向[1，2]。笔者设计了一款低纹波电压高效率的升压型转换器。该转换器同步整流升压型DC-DC变换器，片上集成了开关功率管和整流功率管，可大大节省PCB（Printed Circuit Board）板的面积，降低了成本。同时采用同步整流技术和内部集成控制电路的设计，大大提高了系统的转换效率。变换器工作输入范围为2～4V，可以满足此范围内不同低压产品的需求，并且稳定地输出5V电压。

1 电路设计

图1为一种双环路控制方式的升压型DC-DC变换器芯片的拓扑结构。芯片是同步整流BOOST型DC-DC变换器，PWM（Pulse Width Modulation）峰值控制模式，系统的工作频率为1MHz。功率管 M1为开关管，M2为同步整流管。控制电路由电压环和电流环两个环路构成，采用双环路控制系统，以提高环路的响应速度，从而更快地使输出电压维持在恒定值。

控制电路工作过程：输出电压VOUT经过输出采样电路（即分压电阻）得到的反馈电压Vfb与基准电压Vref进入误差放大器，将产生的误差信号进行放大，与电流检测电路产生的检测电压以及斜坡补偿电路的斜坡电压在求和比较器中进行比较求和，得到的信号与时钟信号进入锁存器中，产生占空比信号再经过同步整流电路，获得同步驱动信号，控制开关管M1和整流管M2的导通和关断，从而实现了变换器的稳定工作，使输出电压保持在稳定值。

1.1 同步整流电路

传统的BOOST变换器采用肖特基二极管，而同步整流BOOST变换器利用整流管代替肖特基二极管可降低导通压降、缩短开关转换时间，并提高输入阻抗。但功率整流管M2需要控制信号控制其导通和关断，因此要设计合适的驱动信号[3]。同步信号的频率为变换器的开关频率（1MHz）。

图2是同步整流电路，用来产生两项不交叠时钟，作为同步电路驱动信号。包括死区控制电路、电位平移电路和缓冲级电路。在同步整流电路设计时，功率开关管M1和功率整流管M2可能会同时导通，他们的导通电阻很小，会产生很大的电流经过开关管和整流管，使效率下降。为了避免这种现象必须引入死区控制电路，引入死区时间，使工作范围内开关管和整流管不同时导通，减小系统损耗。此电路主要由或非门和反相器组成，通过增加反相器的尺寸，增长延迟时间，以产生死区时间。电位平移电路如图3所示，其作用是使整流管M2的栅极驱动电压Drvp从Vin平移到Vout，从而更有效地关断整流管M2。缓冲级用来提高电路驱动能力，因为开关管和整流管有很大的宽长比，所以会有很大的电流流过。缓冲级采用传统的反相器链，每级反相器的尺寸成比例递增，驱动能力也逐级增大，最大驱动电流可达400mA。同步整流模块各个节点仿真波形如图4所示。

图1 BOOST型DC-DC变换器Fig.1 BOOST DC-DC converter

图2 同步整流电路Fig.2 SR circuit

图3 电位平移电路Fig.3Level-shifting circuit

1.2 电流检测电路

现在已经出现很多电感电流检测方法[4－7]，如使用精确的电阻、复杂且大功耗电路设计或特殊的工艺如BiCMOS等。笔者采用镜像电感电流并把其缩小N倍，通过检测电阻获得检测电压的方法。图5是片上电感电流检测电路[8]，此电路适用于电感电流连续模式下低压的BOOST型DC-DC转换器。MN1是功率开关管，MN2是检测管，在设计中MN1，MN2的宽长比取为N＝4 500。除此之外，电流检测电路还包括pmos输入的两级放大器，开关管 MS1～MS3和电流镜 MR1，MR2。电流检测电路仿真结果如图6所示，分别是电感电流IL和经过电流检测电路获得的检测电压VSEN。

图4 同步整流各个节点仿真波形图Fig.4 Waveforms of SR Circuit

当VQ为高电平，MN1和 MS1同时导通，而 MS2，MS3断开，电流检测电路工作。由于MS1的尺寸很大，则MS1上导通时电压降VDS可忽略，误差放大器迫使节点inn和inp的电压相等，MN1和MN2的VDS近似相等。因此，MN2的漏电流为

其中I1是由电流基准提供的偏置电流（I1＝2μA），远小于电感电流IL，可忽略。检测电流是由MR1，MR2构成的电流镜镜像产生，经过检测电阻RSEN获得检测电压

当VQ为低电平时，MN1，MN2和MS1关断，电流检测电路和变换器的主电路完全断开，此时电流检测电路停止工作，开关MS2和MS3导通，M4的漏电流只取决于I1，此时，ISEN＝I1。

图5 电流检测电路Fig.5 Current sensing circuit

图6 电流检测电路仿真结果Fig.6 Simulated sensed current

2 系统仿真与版图设计

图7a显示的是BOOST型DC-DC变换器从输入电压2.5V升到稳定的输出电压5V的过程，前3.5ms是启动过程。图7b是输出纹波电压，在电路中最大波动幅度不超过5mV，系统性能良好。Boost DC-DC变换器的效率如图7c所示，工作电流范围是50～200mA。当负载电流为100mA时，变换器的效率达到95.4%，此时效率主要取决于开关损耗和传导损耗。在低负载和高负载时，效率进一步下降，此时控制电路静态电流引起的损耗开始发挥作用。

图7 变换器的整体仿真结果Fig.7 Simulation results of the converter

变换器的两个重要性能参数，即负载调整率和线性调整率，通过仿真并计算可得。负载调整率是在电源电压保持不变时，由负载电流变化引起输出电压的改变。即

图8 BOOST变换器的版图Fig.8 Chip layout of the proposed boost converter

线性调整率是在负载电流维持恒定时，由电源电压的变化引起输出电压的改变，即

基于Cadence Virtuoso版图编辑工具对此升压变换器进行布局布线和版图绘制，芯片内部集成了开关管和整流管，版图上使它们尽量远离模拟电路。数字电路和模拟电路分开布局，并用电地环进行隔离，以防止相互干扰。电路版图如图8所示，芯片版图面积约为1 225μm×1 620μm。最后利用Mentor Calibre软件从版图生成了带寄生参数的网表，并进行了后仿真。后仿真结果显示，系统工作正常、性能良好。

3 结 语

笔者设计了一种BOOST型DC-DC变换器芯片，分析了整个系统的主框架和同步整流电路及电流检测电路。采用CSMC 0.5μm CMOS工艺，利用Cadence Spectre软件，对系统进行了仿真。仿真结果表明，系统转换效率最高可达95.4%，负载电流范围50～200mA，输入电压范围为2～4V，输出电压为5V，工作频率1MHz，纹波电压最小为5mV。该设计可为低功耗高效率的电源管理芯片提供新的途径。

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