一种高稳定性的振荡电路

郭 晖，黄 坚，赵玲娜

（中国电子科技集团公司第58研究所，江苏 无锡 214035）

1 引言

近年来，为减少生产成本，遥控器电路逐渐由使用外置的陶瓷谐振器演变为使用片内集成振荡电路。遥控器在使用时通常采用两节1.5V的干电池供电，随着使用时间的增长，电池电压会缓慢下降。此外遥控器的使用地域范围很广，环境温度也会有较大的变化。因此为了保证遥控器发送的信号能在接收端被正确地解码输出，通常要求振荡电路在-20℃～70℃、1.8V～3.8V工作范围内的振荡频率能够保持稳定。原先的陶瓷谐振器的振荡精度在±1%左右，实际工程应用中要求内置振荡器的振荡精度在±2%左右。

2 电路原理与结构设计

振荡电路的结构示意图如图1和图2所示，主要包括带隙基准、电压比较和充放电电路几部分，图1给出了基准电压产生部分的结构示意图，图2给出了电压比较和充放电电路部分的结构示意图。

图1 基准电压产生部分的结构示意图

图2 电压比较与充放电电路结构示意图

基准电压Vref由典型的带隙电压基准源电路产生，Vref=Vbe+NVT。在室温下Vbe具有负的温度系数-2.2mV/℃，热电压VT具有正的温度系数0.085mV/℃，将这两个具有相反温度系数的量以一定比例相加即可得到零温度系数的参考电压[1]。同时，Vbe几乎不受电源电压变化的影响，因而带隙基准电压源的输出电压也几乎不受电源的影响。在产生Vref的同时生成以其为基准的1/2分压Vref_2和1/4分压Vref_4。AVDD由Vref通过运放跟随的方式产生，电压1.8V，作为图2中电路的电源电压。由于Vref随电压、温度变化很小，因此Vref_2、Vref_4和AVDD的电压也会很稳定，从而减小电压对振荡电路的振荡频率带来的影响。

Vref_2用于产生电流镜的参考电流Ibias。Vref_2与运放的栅输入端相接，可认为接入一个阻抗无穷大的负载，带隙基准部分没有电流流出，保证了带隙基准电压源的正常工作。运放和电阻R1以及Q27构成电流负反馈，使用反馈放大器可以保证加在电阻R1上的电压保持稳定，与输出电压的大小无关，从而产生稳定参考电流[2]。参考电流Ibias可由公式（1）计算得出：

基准电流通过电流镜产生用于电容充电的充电电流IC，IC可由公式（2）计算得出：

通过比较器电路，将电容上的充电电压与参考电压Vref_4进行比较，从而产生最终的振荡信号。根据电容充放电公式，振荡信号的振荡周期可以由公式（3）计算得出：

将公式（1）和公式（2）带入公式（3）得：

由公式（4）可知，最后的振荡频率只与充放电回路中的电容和电阻R1相关，因而振荡频率的稳定性也只与电容和电阻的稳定性相关。

为了保证电容在不同温度、电压情况下的稳定性，设计中采用双多晶电容作为充放电电容，减小电容值在不同条件下的变化量。电阻须选择加工工艺中精度高且温度系数小的电阻类型。同时，该结构振荡电路可通过数字校正的方式对公式（4）中m的数值进行调整，从而修正电容、电阻偏差对振荡中心频率的影响。

3 仿真验证

采用SMIC 0.18μm工艺模型对该振荡电路进行仿真验证。SMIC 0.18μm仿真模型中多晶2电阻的温度系数为-1.63×10-4，因此以常温25℃为基准时，在-25℃～75℃温度范围内振荡频率的理论偏差约为0.8%，所以R1选用多晶2电阻类型。

电路仿真波形如图3所示。

图3 充放电波形和最终振荡输出波形图

对不同温度和电压条件下振荡周期的仿真结果（100个周期取平均值）进行统计，统计结果如表1所示。

表1 不同条件下振荡周期仿真结果

表格1对应的百分比统计结果如表2所示。

表2 不同条件下振荡周期偏差百分比

4 结束语

本文设计的振荡电路随电压、温度波动都很小，振荡的精度只与电阻相关。因此在选择设计工艺时，只要满足电阻精度高且温度系数小的条件即可产生高稳定性的振荡波形。经仿真验证，该结构在-20℃～70℃、1.8V～3.8V工作范围内振荡频率能够达到1%的精度。

[1]Allen P E , Holberg D R. CMOS 模拟集成电路设计（第2版）[M]. 北京：电子工业出版社，2005.125.

[2]毕查德．拉扎维. 模拟CMOS集成电路设计[M].2002.