GaAs MMIC 设计及其可靠性研究

陈志勇

（南京电子器件研究所，南京 210016）

1 引言

微波器件作为微波通信设备的重要部件，其性能优劣在很大程度上影响着通信质量，其可靠性研究和设计也越来越受关注。研究发现在微波毫米波单片电路工作中有源器件失效起主导作用，因此研究有源器件的平均失效前寿命相当有针对性。通过对MMIC中有源器件的MTTF研究，希望从中找出影响其失效时间的主导因素，从而能从工艺方面指导提高器件和电路的工作寿命。由于GaAs PHEMT管高电子迁移率，以及其在高频的优越性能和高功率的特点，使其应用越来越广泛，对于PHEMT的研究也备受重视。由于PHEMT管的各项参数比普通的MESFET更加敏感，工作条件下的性能退化受各种电应力的影响更显著，这些退化均会对器件的失效时间产生影响，研究PHEMT管的失效机理和时间显得越来越迫切，尤其对单片中的集成管芯研究更是迫在眉睫。目前大部分对MMIC的老化都是在直流条件下，但是如果要做微波参数的相关评价，单用管芯是不够的，因此设计了一块单级功耗可调的功率放大器，保证有效地输入微波信号以及防止震荡，单级是为了保证失效部位集中便于分析，功耗可调是为了方便寿命加速试验应力恒定而设计。本文在可靠性方面暂时只做直流寿命的评价。

2 砷化镓0.25μm PHEMT及MMIC技术

图1是PHEMT的结构示意图，具体制作方法为：首先在半绝缘衬底上用MBE或MOCVD生长GaAs层500nm，用作缓冲层，然后在其上生长一层不掺杂的InGaAs层作为器件的沟道，接着生长一层不掺杂的AlGaAs层，厚度约为4nm左右，作为阻挡层，在其上再生长一层n-AlGaAs层，用Si掺杂1×1018/cm3，厚度为30nm，最后生长Si掺杂浓度在3×1018/cm3的n-GaAs层40nm。在n-GaAs层上挖槽直到n-AlGaAs层，在槽上制作0.25μm的T型栅，用AlTi/Au材料。然后蒸发AlGe/Au形成源漏欧姆电极。为改善欧姆接触的质量，欧姆电极做在n-GaAs层上，而不做在n-AlGaAs层上[2]。

图1 GaAs PHEMT结构示意图[1]

有源层（N型GaAs掺杂工艺）形成包括外延沉积和离子注入两种方式，介质层一般用等离子体沉积，欧姆接触是蒸发的，TaN电阻是溅射形成的，连接线是先蒸发再电镀的，平板印刷用在栅极形成，还大量应用了金属剥离工艺。

3 单级功率放大器设计

本文采用的模型为PPH25X功率管模型，管芯为80μm 10根，共0.8mm，采用4只管芯并联成3.2mm管芯，其中各管芯源端通过接地孔接地，各栅极和漏极分别通过微带线相连，如图2所示，由于工艺需要，在各管芯漏与漏之间加了5Ω的掺杂注入电阻。

图3所示为该PHEMT管合适的小信号等效电路。这里外部元件Rg、Lg、Rd、Rs和Ls是栅极、源、漏极的体和欧姆电阻、引线电感。Cgp和Cdp是栅源焊盘电容。电容Cdsd和电阻Rdsd模拟由于器件沟道的捕获效应引起的MESFET和HEMT管I-V特性的色散，它会引起在高频时直流测量和S参数测量之间的偏移。沟道充电电阻Rgs，反馈栅漏电容Cgd，输出电导Gds，漏源电容Cds和跨导gm描述管芯本征模型。栅源电容Cgs和栅漏电容Cgd代表电荷耗尽区，是非线性函数。

图2 并联管芯示意图

图3 PHMET管芯小信号模型[4]

而大信号模型的各项参数是采用实际load-pull负载牵引得出的值，已经包含在模型之中，做电路设计时只需要对模型做负载牵引仿真就可以得出最佳负载阻抗值。为了方便后面可靠性的研究，结合现有的实验条件和X波段的用途，特意设定了以下设计目标：工作频率为8.5GHz～10.5GHz，输入功率24.8dBm，输出功率大于32.5dBm，输入驻波VSWR≤2.0，线性增益8dB。这里设计单级功放的主要流程为偏置以及稳定网络、输出匹配网络、输入匹配网络三部分的实现：首先，对并联管芯做直流参数的扫描，确定其静态工作点为Vds=8V，Vgs=-0.5V，Ids=0.35mA，然后给予管芯如图4、图5的偏置网络。

图4 栅偏置点网络

图5 源偏置点网络

图中电感和电容主要防止微波信号进入直流电源，各电压设置成静态工作点的电压即可。将该偏置网络加在管芯上仿真，发现电路k1不稳定，但不稳定区域主要在低频端，所以在栅与输入匹配之间加入了一个电阻与电感的并联，提高电路的稳定性，得到的电路图如图6所示，为了仿真顺利进行，有必要在momentum里设置工艺参数为：介质层lay1（砷化镓介质）：80μm，εr=12.9；lay2：0.3μm，εr=6.8；lay3（电容介质）：0.22μm，εr=6.8；互联层：lay2与lay3之间diel为1.2μm，电阻率为20mΩ/□，bond层为TaN，厚度0.1μm，电阻率为25Ω/□，lay3和lay4之间为微带线层，厚度3.3μm，电阻率为金的电阻率，取8mΩ/□。Lay3上有通孔作为接地连接。以上参数设置完成，做联合仿真就可以得到准确的结果。

图6 加稳定和偏置网络的电路图

为了让功率管得到最大输出功率，在ADS里面调用load-pull仿真模型，对电路图做负载牵引，得到最大功率输出阻抗点6.725+j×0.931。在smith原图里面将该阻抗匹配到50Ω，如图7所示。图8即为根据smith圆得到的输出匹配网络。在得到输出匹配网络以后将匹配网络加到图6的电路图中，按照上面的方式进行源匹配，找到的最大功率的源阻抗为2.91+j×9.074。依然在smith圆中进行匹配，得到匹配网络如图9。最后将整体电路替换成实际版图，然后进行版图联合momentum仿真，版图和仿真结果如图10。由仿真结果可以看出在0～20GHz范围内稳定因子均大于1，图11是所希望的频段8.5GHz～10.5GHz范围内的稳定因子，可以看出该电路在该频段内稳定。

图7 Smith圆图匹配示意图

图12所示为电路的输入输出驻波，上面一条曲线为输入驻波，下面一条为输出驻波，可以看出驻波在中频范围均小于2，设计比较合理。图13、图14为该电路的小信号增益和在输入为24dBm情况下的输出功率，输出功率大于2W，小信号增益在8dB左右。

图8 输出匹配网络

图9 输入匹配网络

图10 完整的电路版图

图11 稳定性仿真结果

图12 输入输出驻波

图13 小信号仿真结果

图14 功率仿真结果

经过流片最后得到的电路图照片和测试结果如图15～图17所示。

图15 电路显微图

图16 输出功率测试结果

图17 小信号增益测试结果

图18 驻波测试结果

由以上两个测试结果可以看出小信号增益在9.5GHz附近大约为7.5左右，虽然与仿真测试结果相差近1dB，但是从右边功率扫描可看出在9.5GHz左右输出功率32.83dBm，在2W左右，这是满足可靠性试验的。图18则是输入输出驻波的测试结果，其中S11在需要的频段小于2.5，输出驻波基本在1.1以下，结果也是可以接受的。

4 寿命加速实验的理论依据

寿命与温度关系的阿列尼乌斯模型是化学家阿列尼乌斯在分析了大量的化学反应数据的基础上总结出来的，它能够有效地反映在化学反应过程中反应速率与反应温度的关系。阿列尼乌斯模型的具体表达式如下：

材料、元器件的微量化学物理变化，将引起产品特性参数的退化，当其特性参量退化到某一临界值时，产品就可能产生失效，而退化所经历的时间就是产品的寿命。实践证明，寿命与温度T之间的关系式符合阿列尼乌斯模型，可以将阿列尼乌斯模型进行如下的变换：

由此可见产品寿命t的对数值与试验温度T的倒数成正比例关系，这在后面求MTTF时将会用到。

5 寿命加速实验及结果分析

摸底试验可以找出最高温度点在260℃～280℃之间。为了保证加速曲线的准确性，初步设定平台温度为150℃、170℃、190℃三个温度点。失效判定标准为源漏电流降低30%。实际操作时，我们采用自己设计的控制电路板卡加电，好处是可以控制ids，保持电流的恒定，也就是功耗的恒定。最终我们得出三个温度下的中位寿命分别为24h、103h和410h，可以大致画出寿命加速曲线如图19所示。

其中纵坐标为时间的对数，横坐标为1 000/T，T为绝对温度值。经过外推可以得出沟道温度在125℃时的中位失效时间为1.32×107h。

图19 寿命加速曲线

6 总结

本文微波单片单级放大器的设计过程中测试结果与仿真结果有一定的差别，事后分析主要有三个方面的原因：（1）本单级放大器最终是为了作为评价可靠性的一个载体，势必对栅间距做了一些改动，使器件的模型不完全准确；（2）做设计时使用的工艺参数不够准确；（3）工艺线上工艺参数的不稳定性。综合这几方面的因素导致设计没有完全符合仿真，但是用于评估可靠性的应用足够。

[1]王义，李拂晓，唐世，等.8.5GHz～10.5GHz GaAs准单片功率放大器[J].电子与封装, 2007, 7（10）：29-32.

[2]谢永桂.超高速化合物半导体器件[M].宇航出版社，1998.301-302.

[3]罗小勇.PHEMT MMIC宽带单片功率放大器设计[D].成都：电子科技大学, 2005.

[4]格列别尼科夫.射频与微波功率放大器设计[M].北京：电子工业出版社，2006.58-59.

[5]罗雯，魏建中，阳辉.电子元器件可靠性试验工程[M].北京：电子工业出版社，2005.15-16.