一种采用新型无源辅助网络的ZVS全桥变换器

陈 仲 陈 淼 季 锋 史良辰

（南京航空航天大学航空电源航空科技重点实验室 南京 210016）

1 引言

移相全桥变换器广泛应用于中大功率输出场合，具有电路结构简单、开关频率固定、高效率、高功率密度和电磁干扰小等优点[1-4]。传统零电压开关(Zero-Voltage-Switching, ZVS)移相全桥变换器利用变压器一次漏感和开关管寄生电容之间的谐振实现了功率管的ZVS。然而传统的全桥ZVS变换器存在一些缺点，包括二次占空比丢失、环流损耗大以及变压器二次侧存在严重的电压尖峰和电压振荡。为了提高移相全桥变换器的性能，克服其缺点，可以通过在变压器一次侧串联饱和电感[5,6]，变压器一次侧增加一个谐振电感和两只钳位二极管[7,8]，变压器二次侧添加有源钳位电路[9]和滞后臂 LC无源辅助网络[10]等方法来改善电路。但是大多数改进方案由于辅助支路与负载电流的非直接耦合性，满载时的效率会有所降低。

文献[11-15]提出了一些基于无源辅助网络的全桥变换器，该系列拓扑辅助网络中产生的能量随着负载的变化而自适应的变化。在满载时，辅助网络产生的能量最小；而在轻载时，主要依靠储存于辅助网络中的能量来实现开关管的软开关。但是加入的辅助支路与主电路属于串联关系，电流应力相对较大，且在一定程度上影响了变换器的可靠性。

基于上述研究背景，本文提出一种采用新型无源辅助网络的移相全桥ZVS变换器，在传统移相全桥变换器的基础上加入了由感性元件和电容构成的辅助网络；辅助电流支路与主变压器处于并联的关系，其对主电路功率传输并不产生影响。该电路不但在全负载范围内实现了原边所有开关管的ZVS，还可以在很宽的负载范围内实现高的变换效率。本文首先详细分析了该变换器的工作模式及变换器特性，然后讨论具体参数的设计和选取原则，最后通过一台1kW、54V的原理样机验证理论分析的正确性。

2 电路拓扑与工作原理

图1为所提出的采用无源辅助网络的移相全桥ZVS PWM变换器的电路图。S1、S3组成超前桥臂，S2、S4组成滞后桥臂。构成辅助网络的无源器件由辅助电感La、匝数比为1∶1的辅助变压器Tra、隔直电容Ca1和Ca2组成。在分析原理之前，先作如下假设：①所有的开关管和二极管均为理想器件；②所有电感、电容和变压器均为理想元件；③C1=C3=Clead，C2=C4=Clag；④Ca1=Ca2=Ca且容量较大，其两端电压为Vin/2。变换器分别在半个周期有5个工作模态，图2和图3分别给出了变换器的主要工作波形和该变换器在不同开关状态下的等效电路给出新型移相全桥ZVS变换器的主电路。

图1 新型的ZVS PWM 全桥变换器Fig.1 Proposed ZVS PWM full-bridge converter

（1）开关模态1[t0～t1]：如图3a所示。在t0时刻之前，S1和 S4导通，S2和 S3截止，vAB=Vin，上整流二极管 VDR1流过全部负载电流，VDR2截止，一次电流为ip=Io/K（K为主变压器Tr一二次侧匝比）。由于隔直电容Ca1、Ca2的电压均为1/2Vin，因此主变压器两端电压为Vin，vLa=0，iLa1维持正向最大值ILa不变。在 t0时刻，关断 S1，一次电流 ip转移到 C1和 C3中，一方面抽走 C3上的电荷，同时又给 C1充电，在 C1和 C3的缓冲下，S1近似零电压关断，vAB由 Vin逐渐降为零，辅助电感承受反压，iLa由最大值开始减小，但是时间很短，认为模态1中，流经辅助电感的电流近似不变，从而有

在t1时刻，C3的电压下降到零，VD3自然导通。

（2）开关模态 2[t1～t2]：如图 3b所示。在 t1时刻之后，VD3导通将S3的电压钳在零位，可以零电压开通S3，S1、S3驱动信号之间的死区时间td(lead)＞t01。A点电位下降为零，所以 vAB为零，一次侧不向负载提供能量。此时辅助电感La承受的电压为Vin/2，流过La的电流为

模态2持续的时间为

图2 新型全桥变换器的主要波形Fig.2 Key waveforms of novel full-bridge converter

（3）开关模态 3[t2～t3]：如图 3c所示。在 t2时刻关断 S4，流入滞后桥臂的电流给 C4充电，同时给 C2放电，S4为零电压截止。vAB＜0，VDR1、VDR2同时导通，变压器一二次绕组端均为零电压，vAB直接加在一次漏感Lk上。漏感Lk与电容C2、C4谐振工作，因为时间很短，因此认为La中的电流不变。一次电流ip、C2和C4的电压分别为

（4）开关模态 4[t3～t4]：如图 3d所示。VD2导通后，可以零电压开通S2。S2、S4驱动信号之间的死区时间td(lag)＞t23。V2导通后，vAB= -Vin。此时二次侧两个整流管仍然同时导通，因此变压器一次绕组电压为零，输入电压 Vin直接加在漏感 Lk上，一次电流ip先线性下降再反向线性上升。

（5）开关模态 5[t4～t5]：如图 3e所示。在 t4时刻，ip= -Io/K，VDR1关断，VDR2流过全部负载电流，电源给负载供电。t5时刻变换器进行后半个周期的工作，其工作情况类似于上述的半个周期，不再赘述。

图3 各种开关状态下的等效电路Fig.3 Equivalent circuits of each operation stage

3 辅助网络参数设计

电路工作占空比D与输出电流Io有如下的关系[1]：

式中，fs为开关频率；K为变压器电压比。

根据式（8）可以得到电路工作占空比D、漏感Lk以及输出电流Io的关系曲线，如图4所示。从图中可以看出，当漏感Lk增加时，电路工作占空比D增加；当输出电流Io增加时，电路工作占空比D也呈现递增的趋势。根据式（4）可知，辅助电感电流幅值与电路工作占空比D成反比例关系，当负载电流减小时，辅助电感La储存的能量随着负载电流的减小而自适应的增加。

图4 占空比与漏感以及输出电流的关系曲线Fig.4 Duty cycle versus load current at different leakage inductances

要想实现整个输入电压和全负载范围内所有开关管的ZVS，关键在于辅助网络的设计。辅助网络的选取主要包括感性元件和辅助电容的选取。

3.1 辅助电感La的选取

对于超前管S1和S3而言，实现ZVS主要是依靠输出滤波电感 Lf中的能量和辅助电感 La中储存的能量，因此超前管ZVS比较容易实现。对于滞后管S2和S4而言，实现ZVS主要是依靠储存于漏感Lk中的能量和辅助电感La的能量，因此滞后管ZVS实现相对较困难。滞后管实现ZVS的条件可以表示为

根据式（4）、式（8）和式（9），可以画出整个输入电压和负载范围内滞后管ZVS实现的关系图，如图5所示。其中图形Ⅲ为滞后管实现ZVS所需的能量，图形Ⅰ和图形Ⅱ分别给出了辅助电感 La为35μH和60μH时变换器可提供滞后臂实现软开关的能量（Lk=5μH）。图形Ⅰ与图形Ⅲ不存在交叠，且位于图形Ⅲ之上，表明当辅助电感La=35μH时，滞后管在全负载范围内实现了 ZVS。而当辅助电感La=60μH，在低输入电压某些负载范围时，滞后臂软开关难以实现。这是因为低输入电压轻载时，电路工作占空比D仍然较大，此时辅助电感La所提供的能量较小，导致滞后臂无法实现ZVS。

图5 整个输入电压和负载范围滞后臂ZVS实现关系图Fig.5 ZVS for the lagging leg over the entire conversion range

图6给出了输入电压 Vin=300V，Lk=5μH时，辅助电感La、输出电流Io以及滞后臂实现软开关的能量的关系曲线。图形Ⅰ为滞后管实现ZVS提供的能量，图形Ⅱ为滞后臂实现ZVS所需的能量。从图中可以看出，在辅助电感La一定的情况下，滞后臂实现ZVS最困难的时刻并非空载，而是在某个特定负载情况下，因此设计中需保证滞后管实现ZVS的能量在最低点时必须满足式（9）。

图6 输出电流、辅助电感以及滞后臂软开关实现关系图Fig.6 ZVS for the lagging leg between output current and auxiliary inductance

从图5和图6可知，辅助电感La的选取与负载电流 Io及输入电压 Vin之间有着密切的关系：输入电压越低，电路工作占空比越大，此时辅助电感提供的能量越小；辅助电感越小，滞后臂越容易实现软开关，但过小的辅助电感会带来原边开关管较大的导通损耗，因此辅助电感值应在满足变换器实现全负载范围ZVS条件下尽可能的大。由于不需要完全依靠漏感的能量实现滞后臂的软开关，主变压器漏感可以尽可能取的比较小，从而可以适当增加主变压器一二次匝比，进一步降低变换器的通态损耗，提高变换器的效率；同时主变压器漏感的最小化可以大大降低二次电压、整流二极管尖峰电压和振荡电压。

3.2 辅助变压器的设计和隔直电容的选取

辅助变压器不参与主功率能量传输，并不需要储存能量，因此用较小的磁心即可实现。本文中采用的辅助变压器最后选取EE33磁心进行绕制。

电路中Ca1和Ca2相当于稳压源，设计时应保证每个开关周期内隔直电容上的电压值（Vin/2）不变，则必须使辅助电感 La和辅助电容 Ca之间的谐振周期至少大于5倍的开关周期[15]，即

根据式（10），可得到

由式（11），可得到隔直电容Ca1的取值。同时考虑到须控制隔直电容电压纹波小于其最大电压的1%。本文根据电路参数最后可选取 Ca1=2.2μF。此处为简化设计，选取Ca=Ca1=Ca2=2.2μF的无感电容。

在实际的电路中，由于流经超前桥臂的电流有效值超出流经滞后桥臂的电流有效值，因此考虑到电路的综合性能，超前桥臂与滞后桥臂可以选取不同电流应力的开关管，以提高变换器的工作效率和综合性能。

4 实验结果与分析

为了验证该新型全桥变换器的工作原理，在实验室完成了一台1kW原理样机，其参数如下：输入直流电压Vin=300～400V；输出直流电压Vo=54V；输出电流 Io=20A；S1～S4：IRFP460；输出整流二极管 VDR1和 VDR2：MUR3040；主变压器 Tr匝比14∶3∶3；辅助电容 Ca1=Ca2=2.2μF；辅助变压器Tra匝比 12∶12；辅助电感 La=35μH；开关频率fs=100kHz。

图7给出了 Vin=300V及 400V时，输出轻载（10%负载）超前臂、滞后臂的开关管电压及驱动波形。图7表明该电路拓扑在很轻负载的条件下依然可以实现整个输入电压范围内一次侧所有开关管的零电压开关。对于传统移相全桥超前臂而言，由于死区时间有限，在规定的死区时间内，其已经失去了软开关条件。

图7 不同输入电压下10%负载时开关管驱动电压、漏源极电压波形Fig.7 Drive voltage and drain to source voltage of the leading and the lagging leg at 10% load at different input voltages

图8给出了不同输入电压下，输出轻载时桥臂中点电压vAB、辅助电感电流iLa及二次整流电压vrect波形。从图中可以看出，辅助电感电流峰值随着输入电压的不同而自适应的变化，因此变换器的性能可以得到进一步的优化。

图8 不同输入电压下10%负载主要波形Fig.8 Measured key waveforms at 10% load at different input voltages

图9给出了Vin=400V输出满载时的桥臂中点电压vAB、输出整流电压vrect波形。图9表明由于漏感取值很小，变换器在满载工作时，二次寄生振荡依然很小，且几乎无占空比丢失。

图9 输出满载时桥臂中点电压、一次电流及二次整流电压波形Fig.9 Experimental waveforms of the proposed converter at full load

图10 效率曲线Fig.10 The overall efficiency

图10给出了变换器的整机变换效率以及和传统变换器的对比。图10表明变换器在整个负载范围内有着比较高的变换效率。尤其是在轻载时，变换器一次侧所有开关管均工作在软开关条件下，因此整个变换器的EMI性能有了明显的改善，而传统全桥变换器开关管轻载时工作在硬开关条件下。

5 结论

本文提出了一种基于无源辅助网络的全桥变换器来拓宽开关管的软开关范围，详细分析了变换器的工作原理和参数设计，并给出了设计实例，通过一台1kW的实验样机验证了理论分析的准确性。实验的结果充分说明了该拓扑具有以下优点：①可以在全负载范围内实现所有开关管的ZVS；②辅助网络产生的电流随着负载电流的变化而自适应的变化，因此可以减小重载时的导通损耗；③无需串联谐振电感，二次侧占空比丢失大大减小；④可以减小二次整流二极管的电压尖峰和振荡。

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