一种开关线性复合包络线跟踪电源的控制策略

熊小玲 郗 焕 阮新波

（南京航空航天大学自动化学院 南京 210016）

1 引言

第三代移动通信中采用了新的数字调制方式，如正交相移键控和正交幅值调制等，这些调制方式采用整形化数据脉冲，需要对射频(Radio Frequency,RF)输入信号的幅值和相位同时进行调制。RF输入信号的包络线幅值不再恒定不变，且带宽较宽。此时，如果射频功放(Radio Frequency Power Amplifier,RFPA)采用恒压供电，那么其功率管的压降较大，导致较大的损耗，系统平均效率只有15%～20%[1]。为了提高RFPA的效率，有必要使其供电电压跟随RF输入信号的包络线变化，即采用包络线跟踪(Envelop Tracking，ET)技术[2,3]，以减小RFPA的输出功率管的压降，提高系统效率。这种供电电源称为包络线跟踪电源，简称ET电源。

ET电源的实现可用开关变换器系统。文献[3]中采用单个Boost变换器，其开关频率为10MHz，带宽为1.22MHz，输出功率为1W，应用于手机端。由于开关频率很高，需要选用特殊的开关器件，如异质结双极型晶体管，但这类开关管的功率很小。为了提高变换器的等效开关频率，减小输出电压纹波，可以采用双频技术[4]、多模块交错并联技术[5]、多电平技术[6]以及多电平开关切换技术[7,8]。然而，由于开关电源强的非线性特性，如开关管的非线性导通电阻、死区时间以及PWM脉冲传输放大时的延迟和畸变等[9]，开关电源的输出电压纹波较大，带宽较窄，输出波形保真度不高。如果采用高阶滤波器[10]，控制将比较复杂，系统难以稳定。

线性功率放大器具有失真度低、动态响应快和频带宽等优点，但损耗太大。将线性电源和开关电源结合起来构成 ET电源[11-13]，其中效率高但带宽低的开关电源处理大部分功率，带宽高而效率低的线性电源用来减小开关电源引起的电压纹波、电压畸变和延时等，提高输出电压的波形质量。

开关电源和线性电源均可以控制（电压源或者电流源形式），它们既可以并联输出，也可以串联输出，由此得到4种组合结构[14]。其中电压型控制的线性电源与电流型控制的开关电源并联输出的组合方式已成功应用在音频功放场合[15,16]，它采用滞环控制方法，将线性电源电流限定在一个较小的滞环内，以限制线性电源提供的功率。由于滞环控制的开关频率是变化的，很难通过交错并联来提高等效开关频率，因此它不适合应用于ET电源中。

本文选择电压型控制的线性电源和电流型控制的开关电源并联作为ET电源结构，提出一种PWM电流控制方法，为以后多个开关电源的交错并联，提高等效开关频率创造条件。本文对该控制方法进行改进，引入输出电压前馈，可进一步减小线性电源电流，有效提高ET电源效率。

2 ET电源的电路拓扑

图1给出了ET电源主电路结构图，它由线性电源和开关电源并联而成。线性电源采用三级放大器电路[17]，包括输入级、电压放大级和输出级，其中输入级和电压放大级采用共射放大电路结构。有源负载Ibias和VT3与R3组成的缓冲级用来提高放大管VT4集电极有效阻抗，从而提高电压放大级的电压增益，减小非线性失真。输出级采用射极跟随器互补输出结构，其优点是输出阻抗较小，可以减小开关电源的电流脉动在线性电源输出阻抗上造成的电压纹波。电压源Ubias为输出功率管提供合适的电压偏置，使其工作于AB类状态，以消除交越失真。

图1 ET电源的主电路拓扑Fig.1 Main circuit of ET power supply

开关电源采用电路拓扑最简单的同步整流Buck变换器，它由主开关管V1、同步整流管V2以及输出滤波电感Lf组成。

ET电源的基本控制思路是，线性电源调节输出电压，使其跟踪 RF输入信号的包络线；开关电源控制线性电源电流，使其尽量小，而开关电源提供绝大部分负载电流，从而提高系统效率。也就是说，线性电源工作在电压源方式，而开关电源工作在电流源方式。

3 ET电源的电流控制策略

为了提高 ET电源的效率，希望线性电源电流尽可能小，而让效率高的开关电源承担更多的负载电流，为此本文提出一种 PWM 的控制策略，如图 2所示。检测线性电源的电流 iline，将其与电流基准信号 iref进行比较，其误差信号送入电流调节器。电流调节器的输出信号经过反向后送入 PWM比较器，从而得到同步整流 Buck变换器的两路驱动信号 V1和 V2。当 iline的检测信号 Kfiiline大于 iref时，电流调节器的输出ue减小，而uc相应变大，使V1的占空比变大，同步整流 Buck变换器将提供更多的负载电流，从而使iline减小；反之，如果Kfiiline小于iref，则使V1的占空比变小，iline增大。电流控制的目的是使iline尽量为零，因此这里将iref设置为零。

图2 PWM电流控制示意图Fig.2 PWM current control strategy

从图2中可以推导出

根据式（1）和图2，可以得到ET电源的电流控制框图，如图3所示，其中Kfi是线性电源电流采样系数，Gci(s)为电流调节器的传递函数，KPWM为调制器输入到Buck单元输出的传递函数，即

式中，Usaw是锯齿波的峰峰值。

图3 电流控制框图Fig.3 Block diagram of current control strategy

由图3可以得到电流环的环路增益Ti(s)为

令Gci(s)=1，则补偿前的电流环环路增益Ti_u(s)为

由式（4）可知，补偿前的电流环环路增益函数有一个零极点，为了提高环路增益的低频增益，电流调节器采用PI调节器，其传递函数为

依据第5节中的样机参数：Uin=20V，Usaw=3V，Lf=3.3μH，电流采样系数Kfi=1，可以画出补偿前的电流环环路增益 Ti_u(s)的伯德图，如图 4所示。此时电流环的截止频率为280kHz，相角裕度为90°。

本文开关电源的开关频率选为 1MHz，为此可以取电流环的截止频率 fci=200kHz。补偿前电流环环路增益在200kHz处的幅值为2.7dB，所以电流调节器在 200kHz处的幅值应为-2.7dB。为了使电流环具有较高的带宽和低频增益，Gci(s)的零点应尽量设在高频处，但要避免电流环环路增益以-40dB/10倍频的速度穿越0dB线，因此零点能设置的最高频率为 200kHz，这里就取零点为 200kHz。由上面两个条件可以得到电流调节器的参数为Kpi=6.49×105，τi=7.96×10-7。图4中以实线形式给出了补偿后的电流环环路增益Ti(s)的伯德图，从中可以看出，补偿后电流环环路增益的截止频率约为200kHz，相角裕度为 45˚，既保证了系统的稳定性，也提高了电流环的低频增益。

图4 补偿前后电流环环路增益的伯德图Fig.4 Curves of frequency responses for original and compensated loop gains of current closed-loop

4. 电流控制方法的改进

4.1 改进电流控制方法的提出

由于电流基准iref为零，由图3可以得到线性电源输出电压 uo和输出电流 iline之间的闭环传递函数，即线性电源的闭环负载导纳为

式中

式（6）表明，线性电源的闭环负载导纳可以看成两个导纳之和，这两个导纳刚好与负载阻抗 Ro和开关电源的并联相对应，即 Y1和 Y2分别对应于负载电阻Ro和开关电源。

为了减小iline，则要尽可能减小上述两个导纳，这就需要尽可能提高在RF信号包络线的基频fo处的电流环环路增益|Ti(j2πfo)|。从图 4可以看出，fo越低，它所对应的电流环环路增益的幅值越大，线性电源电流 iline将越小。由于受到系统稳定性的限制，电流环的环路增益不能无限增大，因此减小两个导纳的分子有利于减小 iline。Y1是负载阻抗Ro的闭环导纳，无法减小，那么只能减小Y2的分子。观察图 3，如果从输出电压引入一条传递函数为 1/(sLf)的支路，如图5所示，从线性电源的输出端往外看，该支路的闭环导纳为-Y2，它可以抵消 Y2，这样线性电源的负载导纳就变为Y1。

图5 改进电流控制方法的控制框图Fig.5 Block diagram of the improved current control strategy

4.2 改进电流控制方法的实现

图5所示的控制框图可以等效变换为图6a，并可进一步等效变换为图6b。从图6b可以看出，将输出电压前馈，即取 uo的 1/KPWM倍与电流调节器的输出反向后的信号叠加，然后送给PWM调制器，就可等效实现图5中所增加的支路，即可实现-Y2。

图6 改进电流控制方法的控制框图的等效变换Fig.6 Equivalent block diagrams of the improved current control strategy

4.3 改进前后电流控制方法的比较

为了尽可能减小线性电源电流，则需要使开关电源电流 isw与负载电流 io越接近越好。根据图 3和图6，可分别求得电流控制方法改进前后的isw与io的比值和为

将第3节所设计的闭环参数分别代入式（9）和式（10），得到和的幅频和相频响应曲线，如图7所示。从图中可以看出：①输出电压交流基波频率fo越低，isw的基波幅值越接近于io的基波幅值，线性电源输出电流就越小，这与前面的分析一致；②电流控制方法改进前，isw的基波相对于io的基波都有较大的相位滞后，而且基波频率fo越高，相位滞后越大。电流控制方法改进后，isw的基波与io的基波之间的相位差得到有效减小，因而线性电源提供的基波电流也被减小。

在输出电压交流基波频率fo=100kHz处，改进前的的幅值为-1.77dB，相角为-56.9°，也就是说，isw的基波相对于io的基波，不仅幅值偏低，而且相位滞后56.9°；改进后的的幅值为1.86dB，相角为-24°，此时尽管isw的基波相对于io的基波幅值略高，但两者之间的相位差大大减小了，从而可以减小线性电源提供的基波电流。

图7 和 的幅频和相频响应曲线Fig.7 Curves of frequency responses foand

5 实验结果

为了验证所提出的 ET电源的工作原理和控制方法的有效性，在实验室制作了一台平均功率为37.5W，峰值功率为75W的实验样机，其主要技术指标为：输入直流电压 Uin=20V，输出电压交流基波频率分别为fo=100kHz、50kHz及20kHz，输出电压uo=10+5sin(2πfot)V，负载电阻Ro=3Ω，开关电源开关频率fs=1MHz，滤波电感Lf=3.3μH。开关管V1和V2选择Vishay公司的Si7850DP；线性电源功率三极管VT1和 VT2分别采用2SC3858和 2SA1494。

图8～图10分别给出了输出电压交流基波频率fo为100kHz、50kHz和20kHz时电流控制方法改进前后的实验波形，其波形从上往下依次为基准电压uref、输出电压 uo（有纹波的波形）、负载电流 io、开关电源电流isw和线性电源电流iline的波形。从图中可以看出，输出电压很好地跟踪了基准信号，延时很小，但受到线性电源输出阻抗的影响，输出电压有一定的纹波。表给出了在不同输出电压交流基波频率fo时，电流控制方法改进前后的开关电源和线性电源输出电流基波的幅值，以及开关电源基波电流与负载基波电流之间的相位差φ。

从图8～图10和表中可以看出：采用改进后的电流控制方法，开关电源输出电流的基波幅值增大，但其与负载基波电流之间的相位差减小，因而线性电源输出电流基波减小；输出电压交流基波频率 fo越低，开关电源电流isw的基波与负载电流io的基波之间的相位差越小，基波幅值也越接近，线性电源的电流越小。这与理论分析基本一致，表明了本文所用的ET电源结构和所提出的控制策略的有效性。

图8 fo=100kHz时电流控制方法改进前后的实验波形Fig.8 Experimental waveforms with original and improved current control strategy at fo=100kHz

图9 fo=50kHz时电流控制方法改进前后的实验波形Fig.9 Experimental waveforms with original and improved current control strategy at fo=50kHz

图10 fo=20kHz时电流控制方法改进前后的实验波形Fig.10 Experimental waveforms with original and improved current control strategy when fo=20kHz

表 电流控制方法改进前后实验结果对比Tab. Comparision experiment results between original and improved current control strategies

（续）

图11给出了电流控制方法改进前后的ET电源的效率曲线。从图中可以看出：①输出电压交流基波频率越小，ET电源效率越高，这是因为fo越小，电流环的环路增益越高，线性电源电流越小；②电流控制方法改进后，ET电源的效率得到明显提高，这主要得益于线性电源基波电流的减小。这些与理论分析和实验波形所得结论基本一致。

图11 ET电源的效率曲线Fig.11 Conversion efficiency of ET power supply

6 结论

本文针对无线通信基站中对 RFPA供电的 ET电源，采用开关电源和线性电源并联方案，提出了一种 PWM电流控制策略及其改进策略，并进行了实验验证，得到以下结论：

（1）所采用的并联结构的ET电源可以很好地实现跟踪功能，其输出电压纹波小，几乎没有延时。

（2）所提出的PWM电流控制方法使同步整流Buck变换器的开关频率恒定，为进一步采用交错并联方法提高等效开关频率提供了条件，以更好地跟踪更高频率的电压，或在同样的输出电压频率下，减小输出电压纹波。

（3）提出输出电压前馈的方法，对电流控制方法进行改进，可以有效减小线性电源基波电流，从而提高ET电源的效率。

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