级联逆变器载波移相输出THD分析

崔灿 曼苏乐 王君艳 胡志勇，张秀彬

(上海交通大学 电子信息与电气工程学院，上海 200240)

0 引言

近年来，在高压大功率应用领域，多电平功率变换技术得到了广泛关注，已成为电力电子领域的研究热点，并不断涌现出大量新型电路拓扑和相应的控制策略。与其他形式的多电平变换器相比，级联多电平逆变器有如下优点:无需大量的钳位二极管和钳位电容，拓扑结构简单;由分立的直流电压为每个单元供电，不存在电容电压不平衡问题，这也是其复杂所在;基于传统两电平全桥变换器结构单元，技术成熟，易于模块化。正因为如此，级联多单元多电平逆变器具有较高的性价比，其模块化结构易于集成和维护，具有广泛的应用前景。因此，通过准确地数学推导，分析级联型多电平逆变器的开关控制信号对输出电压的影响，对多电平逆变器的设计具有重要的意义。

1 级联型多电平主电路拓扑

单相级联型逆变器的电路拓扑结构如图1所示。其中H桥电路是最基本最简单的模块单元结构，通过控制4个功率开关器件的导通和关断可以输出-Ui、0、Ui三种电平。N个级联单元均采用较低开关频率的SPWM，并具有相同的调制比kc，调制度m和共同的正弦调制信号，而各级联单元三角载波的相位角依次差θ，利用SPWM技术中的波形生成方式和多重化技术中的波形叠加原理产生输出波形。级联逆变器由N个H桥电路组成，输出相电压的电平数M=2N+1，每个桥都有其独立的直流输入电源，输出电压为各桥输出电压之和:

由于逆变器的输出功率与输出电压的平方成正比，为提高多电平逆变器的输出功率，应尽量减小输出波形中的谐波成分，使逆变器的输出电压波形更加接近正弦。若采用高频调制控制策略，则为了实现连续PWM调幅，要求多电平变换器中各个模块的直流输入电压必须满足一定的约束条件，而且也需通过增加输出电压的电平数来降低级联型多电平逆变器的总谐波畸变率(THD)。然而，增加多电平变换器输出电压的电平数，势必使变换器结构和控制系统变得更加复杂，而且随着多电平逆变器工作频率的提高，高频载波的频率也随之增大，这就要求用于多电平逆变器中的高频调制模块具有更好的频率特性。

图1 单相级联逆变器拓扑结构

2 级联多电平逆变器输出特性

由上文载波移相PWM原理，根据文献［1］对输出电压进行傅立叶分析，可得单个H桥单元输出傅立叶形式为:

其中，UH为单个H桥输出;Ud为H桥输入直流电压;m为调制度;载波比kc=fc/f，fc为三角载波频率，f为正弦调制波频率，ωc为三角载波角频率，ω为正弦调制波角频率;Jk为k次贝塞尔函数:

由(1)式可以看出，输出电压UH不再含有2kc±1次以下的谐波。N个单元级联后输出相电压U0的傅立叶展开式为:

θk(k=1，2，3…，N)为每个 H 桥载波相移角度。

级联逆变器输出电压总谐波畸变为:

Jk当k较大时值很小，可忽略，因此基波分量可近似认为只有Nmsinωt，(2kc-1)ω以下的低频谐波分量基本可以忽略。

表1 级联逆变器控制触发角

3 仿真实验

根据文献［2］所得出的开通角度如表1所示。

实验中取载波频率fc=3.2kHz，调制波频率f=50Hz;调制比m=1;

根据表1所示数据，就7、9、11三种电平采用Simulink进行仿真分析，波形分别如图2、3、4所示。

图2 7电平级联逆变器输出波形及FFT分析

4 结束语

载波移相技术广泛用于级联多电平逆变器中，级联H桥数目越多，波形就越接近正弦波，输出波形的THD就越低。另外调制策略的不同会导致移相角度的不同，从而输出特性会有所差别。从以上仿真所得图中可以看出，在电平数相同的情况下，输出电压波形基本一致，而表1所用的移相方式明显输出THD要比360°/N的移相方式要大，因此360°/N的移相方式更适合应用。但是表1移相其谐波主要分布在高频部分，低频段谐波很小(幅值在基波的0.1%以下)，由于滤高频谐波所需的电容相对较小，可以考虑添加较简单的滤波电路滤去其高频谐波，从而使THD达到应用要求。

图3 9电平级联逆变器输出波形及FFT分析

图4 11电平级联逆变器输出波形及FFT分析

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