单相混合三电平PWM整流器的研究

贺博 程善美 龚博

(华中科技大学，湖北 武汉 430074)

0 引言

常见的拓扑结构有双三电平桥结构［1］、不对称桥式结构［2］等。本文采用一种混合三电平桥的拓扑结构，只需6个开关管便可实现高功率因素和减小电网谐波等目标。对于三电平结构变流器，中点电压平衡是一个影响系统性能的关键问题，比较常见的一种解决方法是采用SVPWM冗余矢量控制算法［3］。本文研究提出了一种适用于混合三电平桥且易于实现的中点电压控制算法，并通过计算机仿真验证了理论的正确性。

1 拓扑结构和工作原理

1.1 拓扑结构

传统单相三电平PWM整流器由两组对称的桥臂构成，每组桥臂由4个开关器件以及2个箝位二极管组成，故总共所需的功率器件为8个开关器件和4个箝位二极管。本文所研究的单相混合三电平PWM整流器的拓扑结构如图1所示［4］，这种结构由6个开关器件、2个箝位二极管以及直流侧的两个电容组成。其中左半桥臂开关管承受的电压应力为直流侧电压的一半，右半桥臂开关管所承受的电压应力等于直流侧电压，故把这种结构称为混合三电平结构［5］。

1.2 工作原理

整流器的控制核心是通过控制开关状态来控制整流器交流侧电压Uzb，从而达到控制输入电流和输出电压的目的。若开关管的开通和关断分别用1和0表示，则有如下约束条件，

开关函数ga和gb定义如下:

图1 混合三电平单相PWM整流器拓扑结构

因此整个系统可以产生6种有效开关组合，每一种开关组合可以产生一种整流器交流侧电平。每一种开关状态对应的等效电路如图2所示。

图2(a)对应a1=1，gb=-1的开关状态，此时开关管S1、S2和S'3导通，交流侧电压Uab=Udc。当输入电流大于零时，电容C1和C2通过输入电流充电，当输入电流小于零时，电容C1和C2通过输入电流放电;图2(b)对应ga=0，gb=-1的开关状态，此时开关管S1、S'2和S3导通，交流侧电压Uab=U2。当输入电流大于零时，电容C2通过输入电流充电，当输入电流小于零时，电容C2通过输入电流放电。而电容C1始终通过负载电流放电;图2(c)对应ga=-1，gb=-1的开关状态，此时开关管 S'1、S'2和S'3导通，交流侧电压Uab=0。电容C1和C2都通过负载电流放电;图2(d)对应g1=1，gb=1的开关状态，此时开关管S1、S2和S3导通，交流侧电压Uab=0。电容C1和C2都通过负载电流放电;图2(e)对应ga=0，gb=1的开关状态，此时开关管S1、S'2和S3导通，交流侧电压Uab=-U1。当输入电流大于零时，电容C1通过输入电流放电，当输入电流小于零时，电容C1通过输入电流充电。而电容C2始终通过负载电流放电;图2(f)对应ga=-1，gb=1的开关状态，此时开关管S'1、S'2和S'3导通，交流侧电压Uab=-Udc。当输入电流大于零时，电容C1和C2通过输入电流放电，当输入电流小于零时，电容C1和C2通过输入电流充电。

图2 不同开关状态分别对应的等效电路

六种开关组合中有两个对应同一个电平，故总共可产生五种电平的整流器交流侧电压Uab，如表1所示。

表1 开关组合

表中，U1+U2=Udc，-U1-U2=-Udc，故有效的开关组合可以产生五个交流侧电压的电平值为Udc、U2、0、-U1、-Udc。这五个电平构成三电平SVPWM控制算法的基础矢量。

2 控制策略

若忽略输入侧的电阻，单相PWM整流器交流侧等效电路如图3所示，则有向量等式:

通过控制交流侧电压Uab达到控制输入电流is的目的。在PWM整流器的各种控制方案中，电压电流双闭环控制是一种高性能控制方案，其结构简单，具有很好的动态和静态性能，本文便采样这种方法。

2.1 双闭环控制结构

单相PWM整流器的控制系统采用电压电流双闭环控制，其控制框图如图3所示。外环为电压环，通过对直流侧输出电压进行PI控制，得到稳定的直流母线电压输出，电压环PI控制器的输出作为输入电流给定值的幅值，锁相环PLL检测输入电压的相位和频率作为输入电流给定值的相位和频率，从而得到输入电流给定值，通过电流环的PI控制，使得输入电流实际值跟踪给定值。电流环PI控制器的输出作为电感电压给定值，网侧输入电压US减去便可得到交流侧电压调制波，再通过 SVPWM算法即可达到期望控制目标。这种方法引入网侧输入电压作前馈控制，当输入电压发生变化时，系统动态性能更好［6］。

图3 单相PWM整流器交流侧等效电路

图4 单相PWM整流器控制框图

2.2 三电平SVPWM调制策略

单相整流器三电平SVPWM算法将交流侧电压的五个电平值 Udc、U2、0、-U1、-Udc作为基础矢量，并以此为依据将调制波划分为四个区间［7］，如图5所示。

根据PWM控制技术的面积等效原理，在每个区间内，使用相邻的两个基础矢量Uk和Uk+1合成调制波，例如区间1中，Uk=Udc，Uk+1=U2，其他区间的矢量合成如表2所示。

表2 不同区间对应的基础矢量

除了0矢量对应两种开关状态外，其他每一个矢量都对应一种开关状态。下面分析每一种矢量的作用时间。

图5 单相三电平SVPWM调制策略

其中，T1和T2分别为矢量Uk和Uk+1的作用时间，Ts为开关周期，联立(3)、(4)两式即可求出T1和T2:

2.3 中点电压平衡控制

对于三电平结构PWM变流器，中点平衡问题是一个关键问题。直流侧两个电容电压的不平衡会导致其中一个开关器件所承受的电压应力增大、交流侧电压谐波增加等问题，从而影响系统的整体性能和增加系统成本。因此必须确保中点电压平衡。

对于混合三电平拓扑结构，根据1.2节的分析可知，只有图2(b)和图2(e)对应的两种开关状态会导致中点电压变化，在功率比较大的场合，输入侧电感一般比较小，根据式(2)可认为调制波与输入电压相位Us基本相同，即与IS基本同相位。故当在区间1和2内时，基础矢量U2导致电容C2两端电压增加，而基础矢量Udc和0矢量导致C1和C2同时放电，它们两端电压都降低;同理，在区间3和4内基础矢量-U1使得C1两端电压增加，基础矢量-Udc和0矢量使得两端电压都降低。因此，中点电压以基频波动，此波动为系统固有波动，无法消除。但是采用适当的算法可以解决实际应用中两个电容容值不完全相等导致的中点电压不平衡问题。

本文采用直流侧电容电压前馈控制方法［8］，该方法比较简单，将两个电容电压差值作为电压平衡PI调节器的输入，将该调节器的输出引入到电流控制环中，以达到中点电压平衡，如图4中虚线框内所示。当U1＞U2时，输入电流给定值增加了一个正向直流分量，在电流环的控制下，实际输入电流也增加了一个正向直流分量，导致-。dc/2矢量状态下的C1的充电电流减小，Udc/2矢量状态下的C2充电电流增加，从而使中点电压趋向平衡。U1＜U2时的中点平衡控制器的作用过程与此类似。

3 仿真结果及分析

系统仿真参数设置如下:网侧输入电压有效值US=470V，输入侧电感L=2.7mH，直流侧电容C1=C2=20mF，为了更好的验证中点平衡算法的有效性，在电容C2两端并联一个500Ω的电阻。直流侧电压给定值Udc=850V，负载电阻RL=15Ω，在第4秒进行突加负载实验，负载电阻减半。设定开关频率为2kHz。

采用MATLAB/Simulink进行计算机仿真，仿真结果如图6～9所示。

直流母线电压波形如图6所示，第4秒开始突加负载，从仿真波形可以看出直流母线电压具有很好的动态性能和稳态性能。从图7(a)所示的输入电压电流波形可以看出，输入侧具有很高的功率因素，对输入电流做FFT分析得知，输入电流的谐波含量较小，总谐波畸变率(THD)为3.46%，具有较好的性能，满足国际标准IEC1000-3-2。图8所示为整流器交流侧电压Uab的波形，该电压为三电平PWM波形，满足设计期望。图9为直流侧两个电容差值，在1.5s处加入中点平衡控制算法，由图可知，该中点平衡算法行之有效。

图9 直流侧两个电容电压差值

4 结束语

本文分析研究了混合三电平单相PWM整流器的拓扑结构和工作原理，采用带电压前馈的双闭环控制和SVPWM调制策略进行控制，并进行了计算机仿真研究。仿真结果表明该方案具有输入功率因素小，输入电流谐波小等优点，同时中点电压平衡能够得到有效控制，验证了该方案的正确性和有效性。

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［3］J.Salaet，S.Alepuz，A.Gilabert，et al.D-Q modeling and control of a single-phase three-level boost rectifier with power factor correction and neutral-point voltage balancing［C］. IEEE 33th AnnualPower Electronics Specialists Conference，2002:514-519.

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［5］刘志敏，冯晓云，宋文胜，王利军.单相三电平PWM整流器主电路统一数学模型的研究［J］.机车电传动，2007，(6):38-41.

［6］许赟，邹云屏，刘雄，王成智.单相三电平PWM整流器双环控制系统的研究［J］.电力电子技术，2008，42(9):1-3.

［7］宋文胜，冯晓云，蒋威.一种单相三电平中点钳位整流器的SVPWM控制方法［J］.电工技术学报，2007，22(7):69-73.

［8］章志兵，张志学.单相三电平整流器控制方法及中点平衡的研究［J］.机车电传动，2008，(4):34～38.