基于双通道旋转变压器的解码器设计

周起华, 朱 骏, 翁孚达

(上海无线电设备研究所,上海200090)

0 引言

随着科学技术的发展,现在雷达伺服系统对位置角度精度的需求越来越高,高精度的角位置传感器也越来越广泛的应用在伺服控制系统中。旋转变压器就是一种高精度的电磁感应式传感器[1],可用来测量旋转物体的转轴角位移和角速度。它由定子和转子组成,其中定子或转子绕组作为变压器的原边,接受励磁电压,转子或定子绕组作为变压器的副边,通过电磁耦合得到感应电动势。

为了进一步提高测量精度,通常采用双通道旋转变压器。双通道旋转变压器是采用粗机和精机两个线圈匝数呈一定比例的单通道旋转变压器组合而成。由于旋转变压器输出的是正余弦交流信号,无法直接应用,需要对其输出进行特别的转换,使其变成一个与转子相对于定子转角成一定比例关系的数据,即为解码。解码方式有很多种,如软件解码、硬件解码。

软件解码对软件平台和编程水平要求较高,具有高可靠性、抗干扰强、运行速度慢等特点,比如调用反正切的方法、查表法等;硬件解码对硬件平台要求高,具有复杂、难实现、性能高、易受干扰等特点。

本文的解码器设计是采用软硬件结合的方法,不但提高了解码器的可靠性和抗干扰性,同时具有容易实现、移植和智能化等特点。它主要是采用AD2S80A芯片作为双通道旋转变压器输出信号的解码芯片,避开了复杂的求反正切等算法,提高了运行速度;通过EPM 9560可编程逻辑器(CPLD)对解码芯片输出的数据进行整合和误差补偿,提高了噪音抑制能力,具有一定的适用性。

1 旋变原理和方案构成

1.1 双通道旋转变压器工作原理

本文的解码器是基于双通道旋转变压器而设计的,故有必要讨论下双通道旋转变压器的工作原理。图1给出了某一双通道旋转变压器的电气原理图。

图1 双通道旋转变压器的电气原理图

由图1可知,它属于转子一相绕组激磁定子绕组输出的。在双通道旋转变压器的转子中的粗机和精机绕阻 S1 S3和S′1 S′3两端同时加一个正弦激磁信号 u f=Um sinωt时 ,则在定子 R2 R4、R′2 R′4绕组感应出正弦电动势,在 R1R3、R′1R′3绕组感应出余弦电动势。

当旋变转子相对于定子转动 θ(即机械转角),精机与粗机的极对数比为p时,由电磁学基本定律可以得出图1中的粗机和精机定子绕组感应出的电动势为[1]

式中:U m为定子最大瞬时电压;k、k p为粗、精机变压器的变压比。

由式(1)～式(5)可以得出,双通道旋转变压器粗机定子绕组输出的是严格按照转子相对定子的机械转角θ成正余弦规律变化的,而精机是按照pθ成严格的正余弦规律变化,它们的频率都与激磁频率相同。故精机输出的电压随着转角θ变化的周期为360°/p,pθ又称为旋变的电度角。

1.2 方案构成

由式(1)～式(4)可知,双通道旋转变压器粗精机输出的是一个随着电度角成一定周期变化的正余弦信号,若要得到机械转角θ的精确信息,需对式(1)～式(4)进行变换,即进行解码。本文论述的解码器原理框图如图2所示。

图2可以看出,双通道旋转变压器粗机和精机各需要独立的一片AD2S80A芯片来解码,解码器系统电路主要由激磁电路和解码电路两部分组成。

2 解码

2.1 解码原理

图2可以得出,解码器的激磁电路产生的信号不仅作为双通道旋转变压器的激磁电源,还为解码芯片AD2S80A提供参考输入信号。集成晶振ZA 015可产生一定频率的正弦波,但是该正弦波电流很小,不能直接驱动旋转变压器,故要对其进行功率放大。功率放大电路主要采用集成芯片MSK541功率放大单元。

双通道旋转变压器输出信号的转换主要通过AD2S80A来实现的,它采用 BiMOSⅡ制造工艺[2],是美国模拟器件公司(Analog Devices)生产的旋转变压器解码专门芯片,具有精度高、性能稳定及可靠性高等特点。它可将式(1)～式(4)的正余弦电压转换成与转角成一定比例的数字量,实质上它也是一种特殊的模数转换器。以双通道旋转变压器的粗机轴为例,AD2S80A解码原理框图如图3所示。

图2 解码器原理框图

图3 AD2S80A解码原理框图

由图3可见,AD 2S80A解码系统属于一种数字随动系统,它接收正弦和余弦交流信号后,送入高速数字乘法器,同时16位加减计数器内的一初值数字量 φ反馈到高速乘法器中产生 cosφ和sinφ,并做以下乘法计算:

式(6)和(7)两个电压在差分放大器内差分得

由于误差信号受到激磁信号的调制,需要进一步解调才能进行处理。把式(8)和激磁信号同时送入相敏解调器,产生一个与sin(θ-φ)成正比的直流模拟信号,该信号经过积分后,作为高动态范围VCO的控制电压,VCO输出控制逻辑门单元不断加减调整φ使θ-φ趋于零,系统平衡后输出一组关于φ的二进制自然码(MSB～LSB),即机械转角θ值。

2.2 解码过程

解码芯片AD2S80A有两个片选端口SC1和SC2,通过设置,可以使转换芯片强行以16位数据转换输出,与其对应的最高跟踪速度为65 536b/r。由图3可以推出,双通道旋转变压器粗机和精机通道各输出一组16位二进制自然码,两路共32位。本文中的双通道旋转变压器粗机通道极对数为1,精机通道的极对数为8,由式(1)～式(4)可以得出:

粗机轴旋转1圈相当于转过360°,即粗机轴输出360°,这时粗机输出的数值对应的权位值为

位:C1 C2 C3 C4 C5 C6 C7～C12 C13 C14 C15 C16

则 MSB=180°,LSB=0.005 493°。

同时由于精机旋转的周期为θ/8=0～360°/23,θ=0～360°,则其精机轴输出的数值对应权位值为

所以精机轴解码后的数字角最高位J1代表22.5°,相当于粗轴的C4位,这也是选用粗精机结合的双通道旋转变压器而不选择多极的精机单通道旋转变压器作为角位置传感器的原因。

3 数据整合与误差补偿

数据整合和误差补偿是双通道旋转变压器解码器设计中最重要也是最关键的一部分,它需要用软件来实现。

3.1 数据整合

由上面可以看出,双通道旋转变压器解码后输出的是两组16位自然二进制码,无法直接应用,需要对数据作整合处理。

本文采用可编程逻辑芯片EPM 9560对粗精机输出的二进制自然码进行处理,得到一组与转角成一定比例关系的二进制角度信息。EPM 9560是ALTERA公司生产的一种可编程逻辑器件(CPLD)[3],内部具有独立的一百多个I/O接口和上万个逻辑单元,可以对数据进行简便整合运算、实时控制。

由于精机轴输出的J1与粗机轴输出的C4相对应,则粗机轴的C4～C16权位与精机轴的权位J1～J13是完全重合的,但是实际情况下,旋转变压器在运转时存在着各种误差,无法真正的完全对齐。

为了提高测量角精度,粗精数字角整合的原则是:在粗精机轴输出的16位数字角中,粗机轴只取高3位(C1～C3),精机轴取全部,即精机轴取输出的16位(J1～J16),组成新的19位数据角位C1,C2,C3,J1～J16,其数值对应的权值为

位:C1C2 C3 J1 J2 J3 J4～J12 J13 J14 J15 J16

则其最高位为 180°(MSB),最低位为0.000 686 6°(LSB)。

故新组成的19位自然二进制码的精度远远高于粗机轴的精度,即使用双通道旋转变压器作为角度传感器的测角精度远远高于单通道旋转变压器。

AD2S80A处于运算过程当中时,还会有状态变量以TTL电平方式输出,与CPLD保持实时通讯。两个芯片各有一个BUSY端口,可产生一个繁忙信号。

当CPLD检测到任何一芯片的BUSY口为1时,表明该芯片正处在运算过程当中,CPLD随时发出一个禁止信号INH,送入各自AD2S80A的INH IBIT端口,禁止这时读取两芯片的转换数据。这样即能使两芯片工作同步,又能防止误读转换结果。

3.2 数据误差补偿

双通道旋转变压器在转动时,粗机和精机之间会存在各种各样的误差,导致粗精通道对应位可能不同时变化。即存在粗通道数据变化后,精通道对应位的数据还没有变化,同样也存在精通道数据变化,而粗通道对应位的数据还没有变化。这种误差是转换器转换带来的固有误差,无法用电气或者机械环节来解决,只能在CPLD中靠软件补偿。

误差补偿的原则是:以输出精机数据为准,输出的粗机数据进行误差补偿。当粗码和精码边界状态(J1和C4)发生变化时,会导致粗码读的整数C1C2C3多“1”或者少“1”,则当 J1和 C4 变化不同步时,采用VHDL语言编写误差补偿模块程序流程如图4所示。

4 结论

本文提出并建立了一种基于双通道旋转变压器的解码器设计。该方案的主要特点是充分利用了AD2S80A芯片高精度、高速度模数转换功能,结合CPLD软件平台,编写数据整合和误差算法,将双通道旋转变压器粗精机输出的交流信号用软硬件结合的方法解算出其转子相对于定子的机械转角,为高精度雷达伺服控制系统的高精度测角系统提供了一种方法。该方法具有方便、智能、抗干扰性强、可靠性高等特点。

图4 数据误差补偿程序流程图

[1] 梅晓榕.自动控制元件及线路[M].哈尔滨:哈尔滨工业大学出版社,2001.

[2] 黄建国,陈晓.基于双通道旋转变压器的智能编码器设计[J].现代雷达,2009,11.

[3] 杜志传,郑建立.基于 CPLD/FPGA的 VHDL语言电路优化设计[J].现代电子技术,2010.