深空测控VLBI全频谱数字基带转换方法研究

姜 坤,王元钦,梁 盛

(装备学院,北京101416)

1 引 言

甚长基线干涉测量(VLBI)是20世纪60年代后期发展起来的一种新兴干涉测量技术,具有超高的测角精度[1],起初应用于射电天文、大地测量以及地球物理学。由于VLBI观测量能够与测距测速提供三维互补信息,促进了VLBI技术在深空测控中的应用与发展。目前,美国国家航空航天局、欧洲航天局和日本宇航局都开发了基于Δ VLBI(差分VLBI)的测量系统,并将其作为支持深空航天器导航的主要工具[2]。

随着我国深空探测任务的不断发展,现有统一S频段(USB)测控网采用的单站单脉冲测角法已无法满足深空航天器高精度测量要求。在“嫦娥一号”任务中,我国首次综合使用USB+VLBI进行联合测定轨,取得了满意的结果。

数字基带转换器是VLBI接收系统的重要组成部分,主要完成数据采集、频道选择以及基带转换等功能,是后续信号处理的基础。

当前,美国深空网分别采用WVSR(Wideband VLBI Science Receiver)和VSR(VLBI Science Receiver)进行宽带VLBI和Δ DOR观测[3],具有全频谱记录即中频处理频带内任意指定带宽的下变频和记录功能[4],这就要求深空测控VLBI基带转换器具备输出信号中心频率任意可变、输出信号带宽按照要求可选的功能。

当前VLBI基带转换大致可分为基于正交混频和基于均匀信道化滤波两类方法。

文献[3]采用了带通滤波抽取+正交混频的基带转换方法。该方法具备输出信号中心频率可变,输出带宽可选的全频谱处理能力,但随着前端中频可变带通滤波器中心频率步进精度的提高,实现难度不断增大。

文献[5-7]提出或采用了正交混频+多级低通滤波抽取的基带转换方法。该方法具备全频谱处理能力,但随着信号采样率的提高,前端正交混频的硬件实现压力较大,虽然可以采用并行NCO的方法[8]降低采样率,但其资源消耗量却大幅增加。

文献[9]采用了基于PFB均匀信道化的基带转换方法。该方法能够同时得到多通道基带输出,具有高效、实现简单的优点。由带宽综合理论[10]可知,该方法十分适合传统的射电天文观测。但由于该方法信道划分结构一旦确定,输出信号中心频率和带宽就无法改变,不能实现中频处理带宽全频谱基带转换功能。此外,该方法还存在信号处理盲区,若所需信号处于盲区则会造成输出信号失真。

文献[11]在PFB均匀信道化方法的基础上,提出了一种宽带VLBI观测的基带转换方法,该方法虽然能够实现输出信号中心频率可调、带宽可选,但当具有一定带宽的信号位于相邻两个信道之间时无法实现信号的无失真下变频处理,不能完全满足深空测控全频谱基带转换的要求。

文献[12]提出了一种基于频域抽取和邻信道合并的基带转换方法。该方法计算效率高,能够灵活实现输出带宽的动态改变,但当最小输出带宽较小时,原型低通滤波器的阶数较高,并且为了满足整个观测频带的邻信道合并,均匀信道化滤波的运算处理速度较高,硬件实现压力较大。

本文在全面考虑全频谱处理要求、高速数字信号处理实现压力和资源消耗的基础上,结合均匀信道化滤波的高效性和正交混频基带转换的灵活性,提出了一种改进的无盲区均匀信道化滤波+正交混频+多级低通滤波抽取的基带转换方法。该方法首先通过高效均匀信道化滤波,实现高速输入数据流的降采样和初级基带转换,通过对现有均匀信道化方法的改进,实现了输入信号可分析频带内的无盲区、固定带宽无失真接收处理。利用正交混频基带转换的灵活性,实现输出信号中心频率任意可变、输出带宽按要求可选的功能。

2 固定带宽无失真接收无盲区均匀信道化方法

2.1 高效均匀信道化模型推导

基于正交混频基带转换的多通道并行处理模型如图1所示。

图1 正交混频基带转换多通道并行处理模型Fig.1Multi-channel parallel processing model of orthogonal mixing baseband conversion

采用该结构实现多通道基带转换具有频带选择灵活的优点,但当通道数K较多时,每一个通道就需要一个正交混频器,资源消耗大,且正交混频工作在高速端,硬件实现压力大,抽取在低通滤波后进行,大量经过下变频和低通滤波后的数据没有被利用,运算效率低。

为了降低前端信号处理速率,提高整体运算效率,在满足以下两个条件时,可以对输入信号在整个可分析频带内进行均匀信道化滤波:

(1)各输出信道带宽相同;

(2)相邻信道间隔为2π/K,即相邻信道中心频率 ωk之差为2π/K(K为通道个数)。

其中,抽取倍数D的选择要以抽取后有用信号不发生混叠为限。

由此可得图1中第k通道(k=0,1,…,K-1)的输出为

其中,＊表示卷积,N为滤波器系数个数。按照通道个数K对低通原型滤波器进行多相分解,设i=iK+p,p=0,1,…,K-1,L=N/K(L为整数),则:

设xp(m)=x(mD-p),hp(m)=hLP(mK+p),F=K/D,则有:

在实际应用中,根据不同的信道划分,将相应信道划分下的 ωk代入式(4),即可得出各种高效均匀信道化结构。

2.2 实信号无盲区均匀信道划分

不同的信道划分方式决定了不同的信道化高效结构。由文献[13]可知,由于低通原型滤波器不可能是理想的(矩形系数为1),因此,常规的信道划分方法不可避免的会存在盲区。为了实现实信号的无盲区处理,利用其正负频谱的对称性,对各信道中心频率按如下方式划分:

其中,通道个数K和抽取倍数D相等。为了保证抽取后各信道信号频谱不发生混叠,按图2幅频特性设计低通原型滤波器。

图2 低通原型滤波器幅频特性Fig.2Magnitude response of low-pass prototype filter

为了便于实现,通常设定滤波器的通带和过渡带相等,矩形系数为2[11]。

根据以上信道划分方式和低通原型滤波器的设计,可得实信号的无盲区均匀信道划分结构如图3所示。

图3 实信号无盲区均匀信道划分结构Fig.3 Real signal uniform channelization without dead zone

由于输入信号为实信号,因此图3所示信号频谱在正频率轴(0～π)和负频率轴(-π～0)之间互为镜像。图中正频率轴内的虚线谱即为负频率轴内对应信道输出的镜像谱,即通道1至(D/2-1)的输出信号为实输入信号正谱的镜频。由图3可以看出,通过这种巧妙的信道划分,利用实信号频谱的镜像特性,实现了整个信道的无盲区接收。

2.3 固定带宽无失真接收的无盲区均匀信道划分

图3所示的信道划分结构虽然能够实现整个信道的无盲区划分,却无法实现固定带宽的无失真接收,即当所观测的具有一定带宽的信号位于图3所示三角阴影区时,由于相邻信道过渡带的影响,会造成接收信号的幅度衰减,从而造成信号失真。

为了解决这一问题,对低通原型滤波器的幅频特性进行改进,即扩大低通原型滤波器的通带宽度,使两个等效相邻信道的通带重叠范围大于等于VLBI基带转换器的最大输出信号带宽,改进后的无盲区均匀信道划分结构如图4所示。

图4 改进的无盲区均匀信道划分结构Fig.4 Improved uniform channelization without dead zone

将式(5)表示的各信道中心频率 ωk代入式(4),可得通道k的输出为

其中,xp(m)=x(mD-p),hp(m)=hLP(mD+p),p=0,1,…,D-1,xp(m)为输入信号的多相延迟分量,hp(m)为低通原型滤波器的多相分支滤波器,其信号处理框图如图5所示。

图5 改进的无盲区均匀信道化处理框图Fig.5 Processing diagram of improved uniform channelization without dead zone

3 频率可调、带宽可选宽/窄带单边带输出设计

改进的无盲区均匀信道化方法虽然高效,但其低通原型滤波器和信道划分结构一旦确定,各输出信号的频带划分和带宽就无法改变,缺乏足够的灵活性,不能实现全频谱基带转换输出信号中心频率任意可变、输出带宽可选的应用要求。

由于经过均匀信道化滤波后的输出信号是降采样后的基带信号,信号速率已大大降低,因此可以利用传统正交混频基带转换方法的灵活性,通过输出频率可设的正交本振从均匀信道化输出的各通道中选取期望输出的信号,通过加载不同的处理模式实现带宽可选的应用要求。

参照美国深空网针对不同观测模式的输出带宽要求[3],分别设计了宽带模式和窄带模式下的单边带输出方案(这里单边带的含义并不是通信领域内传统单边带[14]的含义,这里的上边带(USB)是指包含零中频复信号正频率部分的实信号,下边带(LSB)是指包含零中频复信号负频率部分的实信号)。

3.1 宽带模式单边带输出设计

宽带模式可输出带宽为16、8、4、2、1、0.5MHz的实信号,由于输出带宽均为2的幂次方,且为了实现方便,宽带模式输入端信号采样率通常也为2的幂次方,因此可以采用级联的半带滤波器实现宽带输出,其实现框图如图6所示。

图6 宽带模式单通道处理框图Fig.6 Single channel diagram of wide-band mode

3.2 窄带模式单边带输出设计

窄带模式可输出带宽为 200、100、50、25、16、8、4、2、1 kHz的实信号。由文献[15]可知,虽然半带滤波器通带波动较小,但随着滤波器级数的增加,滤波器阶数不断增大,若对窄带信号进行高倍抽取滤波,资源消耗较大。CIC作为一种高效滤波器,其阻带衰减和通带滚降都只与带宽比例因子 b有关(b=为信号带宽,fs/D为抽取后的采样率),b越小,CIC滤波器无混叠信号带宽内的阻带衰减就越大,带内平坦度越好。因此,CIC滤波器更适合对窄带信号进行滤波抽取。基于此,设计窄带输出的实现框图如图7所示。

图7 窄带模式单通道处理框图Fig.7 Single channel diagram of narrow-band mode

由于窄带输出信号带宽较窄,因此首先通过高倍CIC滤波抽取降低信号速率,然后通过改变可变抽取倍数CIC滤波器的抽取倍数,实现不同带宽信号的输出。由于CIC滤波器的通带滚降较大,因此需要通过CIC补偿滤波器对第二级CIC滤波器的通带特性进行补偿,并通过希尔伯特变换实现单边带输出。

4 VLBI全频谱数字基带转换方法

通过以上分析可得满足输出信号中心频率任意可变、输出信号带宽按要求可选的VLBI全频谱数字基带转换方法如图8所示。首先通过高效均匀信道化滤波对输入实信号进行初级基带转换,得到降采样的基带复信号,然后通过通道选择单元将需要的信号送入后端正交混频单元。在正交混频单元中,通过多路正交混频实现多路基带信号的并行输出。在单个正交混频单元中,根据期望输出信号的频率范围确定本振频率、滤波器工作方式、上边带或下边带输出等。由于此时的信号速率较低,正交混频单元的实现难度和资源消耗都较小。

该方法与正交混频基带转换方法相比,具有前端信号处理压力小、效率高、资源消耗少的优点;与均匀信道化方法相比具有各通道输出信号中心频率独立可设、输出信号带宽任意可选的优势,3种方法具体的优缺点对比如表1所示。

图8 VLBI全频谱数字基带转换方案Fig.8 Scheme of VLBI full spectrum digital baseband conversion

表1 3种基带转换方法优缺点对比Table 1 Contrast of three baseband conversion methods

5 仿真验证

对本文提出的VLBI全频谱数字基带转换方法进行仿真验证。设输入信号采样频率 Fs=1 024 MHz,均匀信道化通道个数K=16,抽取倍数D=16,低通原型滤波器通带截止频率为24 MHz,阻带起始频率为32 MHz。由于VLBI的主要观测量是两个观测站之间的几何时延和几何条纹率,观测信号的相位信息在VLBI信号处理中十分重要,因此在方案中均采用线性相位的FIR滤波器。按照公式(5)进行信道划分。

在实际系统中,通常首先将接收到的S、X、Ka频段射频信号进行低噪放和模拟下变频,将射频信号变成中频信号,然后再进行数字化处理。为了便于示例说明,设仿真输入信号由3个调幅线性调频信号组成,频率范围分别为 8～24MHz、24～40MHz、40～56MHz。输入信号频谱及所在信道示意图如图9所示。

图9 输入实信号频谱及所在信道示意图Fig.9 Input real-signal spectrum and the channels it resides

由图9可知,经过高效均匀信道化滤波后,输出通道中只有通道0、1、15有信号,其中通道0的无失真输出范围为-8～40 MHz,通道1的无失真输出范围为-24～-72 MHz(镜频,对应正谱范围为24～72 MHz),通道15的无失真输出范围为 56～104 MHz,两个等效相邻通道之间均有16MHz的重叠带宽,从而可以满足任意16 MHz带宽的无失真处理。各通道实际输出信号频谱如图10所示。

图10 通道0、1、15输出信号频谱Fig.10 Output signal spectrum of channel 0,1,15

在均匀信道化滤波输出端进行通道选择时,遵循正谱通道优先的原则。因此,选择通道0对8～24 MHz、24～40 MHz的调幅线性调频信号进行正交混频单边带输出;选择通道1对40～56 MHz的调幅线性调频信号进行正交混频单边带输出。

针对 8～24 MHz、24～40 MHz的信号,设置正交混频单元本振频率为8MHz,选择宽带处理模式,则其上边带输出即为24～40MHz的实信号,下边带输出即为8～24 MHz的实信号,其输出实信号频谱如图11所示。

图11 通道0期望信号单边带输出Fig.11 The desired single-sideband outputs of channel 0

针对通道1中40～56MHz的信号,设置正交混频单元本振频率为8 MHz,选择宽带处理模式,则其下边带输出即为40～56 MHz的实信号,其频谱如图12所示。

图12 通道1期望信号单边带输出Fig.12 The desired single-sideband output of channel 1

通过以上仿真,证明本文提出的方法解决了盲区接收问题以及图3所示的三角形阴影区接收失真问题,能够实现512MHz带宽内的全频谱基带转换功能。

6 结 论

针对深空测控VLBI基带转换全频谱处理的特殊应用要求,提出了一种固定带宽无失真接收的无盲区高效均匀信道化方法。该方法计算效率高,资源消耗少,能够实现输出信号无盲区、中心频率任意可变、输出信号带宽按照要求可选、固定带宽输出信号无失真。文中给出的仿真实例验证了该方法的有效性,具有一定的理论意义和工程应用价值。

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