恒跨导高摆率轨对轨运算放大器的设计★

张伟娟，邹伟，徐坤玉

（兰州交通大学 电子与信息工程学院，甘肃 兰州 730070)

0 引言

运算放大器是集成电路中应用最广泛的电路单元之一，它是模拟及数模混合电路中的一个重要模块。近年来随着电子技术的发展，对芯片的性能要求也越来越高，同时对运算放大器在性能上提出了更高要求。对于Rail-to-Rail运算放大器，首先要保证其输入跨导恒定。目前，已有部分技术通过控制输入差分对管的直流偏置电流来控制输入级的总跨导恒定，其中包括均方根电路和三倍电流镜法。另外一种技术是通过使用可调的电平移位和单级差分对来获得恒定跨导，它们通常需要结构相对较复杂的输入级。此外，还有选用齐纳二极管的稳压原理来实现。另一方面，Rail-to-Rail运算放大器要求具有较大的电压摆幅，采用AB类输出可以提高摆幅，通常需要比较复杂的电路[1-2]，同时也降低了电路的电源抑制比(Power Supply Rejection Ratio，PSRR)。

本文所研究的Rail-to-Rail运算放大器的输入跨导随着输入电压的变化而变化。输入级采用了齐纳二极管的稳压原理保证了输入跨导恒定。输出级采用改进的AB类输出级进一步优化了输出级的驱动能力管理和整个电路的压摆率[7]。另外，为了保证系统的稳定性，还设计了频率补偿电路。

1 电路设计

1.1 恒定跨导的输入级

输入级采用NMOS和PMOS并联的差分对输入，这样在电路工作时至少保证一个差分对能正常工作，由此可以满足输入电压的满摆幅，具体电路如图1所示。M1、M4和M2、M3构成了互补双差分输入对，但存在的缺点就是输入级跨导会随输入共模电压的变化而改变。输入级跨导的变化会影响增益，使得频率补偿变得更加复杂，还会造成失真。因此本文采用齐纳管稳压原理来恒定跨导。串联二极管M5、M6具有类似于齐纳二极管的特性，只有当节点A、B之间的电压差大于M5、M6的阈值电压之和时，由M5和M6组成的支路才会导通，其可以使得总输入跨导恒定。

图1 齐纳管恒定跨导的输入级

在整个共模电压范围内，跨导控制可分为3部分。输入级总跨导可以表示为：

其中，gmN和gmP分别为输入级NMOS和PMOS差分对的跨导，VTH为MOSFET的阈值电压，因子K是跨导参数，计算公式可以表示为：

其中µn和µp分别是电子和空穴的迁移率，COX是单位面积的栅氧化层电容。

当输入共模电压很高或很低时，A、B两点之间的电压差相对较低，不足以导通M5、M6支路。因此，M5、M6支路是截止的。只有当输入共模电压在中压区，M5、M6均工作时，M5、M6支路导通。输入级M1和M2的源极电压差为：

其中，VSM1和VSM2分别是M1和M2的源电压。为了保持总跨导在整个输入共模电压范围内恒定，必须保证M1和M2的栅源电压之和不变。当NMOS差分对或PMOS差分对由不工作状态转换到工作状态的过程时，会使得运算放大器的短路跨导出现波动。为了减小运放短路跨导的波动幅度，设计时在齐纳二极管的基础上增加一个共源放大器和源极跟随器，如图1中M7、M8；它能够更好地控制差分对的工作切换过程，减小运算放大器短路跨导的波动幅度。另外，必须保证M6、M8的宽长比和M1、M4的宽长比相同，M5、M7的宽长比与M2、M3的相同。总之，采用齐纳二极管技术来恒定跨导，减小了芯片的面积，同时不会产生额外的静态电流[5-6]。

1.2 频率补偿

为了保证整个系统的稳定性，需对电路进行频率补偿，电路补偿方案如图2所示。

图2 频率补偿

其中gm1和gm2分别为输入级和输出级的跨导。最常用的补偿电路是米勒补偿，米勒补偿在电路中会引入一个右半平面的零点，它会削弱系统的稳定性。因此需要与补偿米勒电容Cm串联一个电阻Rm，通过调整Rm大小，使得右半平面零点移动到左半平面，改善系统稳定性。假定CO1，CO2

基于米勒效应，主极点ωp1与补偿电容有关，因此CC的值决定系统的稳定性。电阻RC的引入可以消除右半平面零点，并达到一个更好的高频动态范围。此外，在输出接点处适当的电阻负载还可以减少输出阻抗，使系统更加稳定[3-4]。

1.3 AB类输出级

在运算放大器输出级的设计中，为了最大效率地利用资源，输出级必须要有大的摆幅和尽可能小的静态电流。AB类输出级的输出晶体管被偏置在一个很小的静态电流下，可以有效地减小交越失真，同时也可以保证最大动态输出的电流远大于静态电流，从而提高输出级的效率。AB类输出的关键在于保持两个输出晶体管栅极之间电压的恒定。AB类输出原理图如图3所示。AB类输出采用两个浮栅MN3和MP3相对于采用电阻，它能更有效地减小芯片面积。AB类输出电路形成两个线性回路MP1—MP4以及MN1—MN4，确定了两输出管的静态电流，固定了两输出管MP4和MN4栅极之间的电压。

图3 AB类输出原理图

1.4 总体电路设计

Rail-to-Rail运算放大器的总体电路设计如图4所示。其中包括5部分：偏置电路，由M9-M12，Iref1-Iref6组成；互补差分输入级，由M1-M4组成；电流求和电路，由M13-M20组成；频率补偿电路，由R2，R2，C1，C2组成；AB类输出级，由M33-M42组成。其中，M25-M32为摆率提高电路，采用此电路可以有效地提高运放的摆率。

图4 总体电路图

共源共栅结构求和电路作为Rail-to-Rail差分电路的有源负载，可以提高整个电路系统的增益并降低失调电压；为了提高驱动速度，输出级采用了推挽式AB类输出，由M47、M48组成。总电路的直流增益可表示为公式(6)，其中Adc1和Adc2分别是输入和输出级的直流增益，gm是总输入跨导，gm16、gm17、gm47和gm48分别是 M16、M17、M47、M48的跨导。此外，ROUT1和ROUT2分别是输入级和输出级的输出阻抗ro14、ro16、ro17、ro19、ro47和 ro48分别为 M14、M16、M17、M19、M47和M48的输出阻抗，ron和rop分别为PMOS和NMOS差分对的输出阻抗。

2 电路仿真

采用CSMC 0.5 µm CMOS工艺，利用 H-Spice软件对电路进行了仿真。电路采用8V电源供电，总跨导为573 µA/V，调整电源电压从0～8V，分别在-40℃，0℃，60℃条件下对输入级跨导进行仿真验证，结果如图5所示，显然，可以看出输入跨导波动基本不随温度和输入电压的变化而改变。温度在0℃，60℃条件下跨导变化波动最大，约为22.5µA/V，可知此时最大跨导变化率为3.9%(22.5/573≈3.9%)；温度为-40℃时，跨导变化波动较小，约为10.5µA/V，最大跨导变化率约为1.8%(10.5/573≈1.8%)。轨对轨输入输出特性曲线如图6所示，由此可以看出输入输出基本达到轨对轨，在整个动态输入输出电压范围内电路具有良好的性能。

图5 不同温度下输入级跨导变化曲线

图6 轨对轨输入输出特性曲线

3 结论

通过对轨对轨运算放大器的研究与分析，设计了一种具有高摆率、跨导恒定的轨对轨运算放大器。采用齐纳二极管的稳压原理，保证了Rail-to-Rail运算放大器的输入跨导的恒定；同时，引入了一种新型的压摆率提高电路。通过H-Spice对电路进行了仿真，由结果表明电路性能良好。

[1]叶强.TFT-LCD低功耗多输出电源管理芯片的研究与实现[D].西安:西安电子科技大学,2009:95-96.

[2]程梦璋.一种轨对轨CMOS运算放大器的设计[J].微电子学与计算机,2007(24):124-130.

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[4]何乐年，王忆.模拟集成电路设计与仿真[M].北京:科学出版社,2008:129-133.

[5]池保勇.模拟集成电路与系统[M].北京:清华大学出版社,2009:388-389.

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