一种通信用宽频带Wilkinson 功分器的优化设计*

俞海波

(中国电子科技集团公司第十四研究所，南京 210039)

1 引言

功率分配器是将单路输入信号功率分成若干路输出的一种微波元件，属于微波多端口网络。功分器可分为二进制和累进制等，功率可以是等分的，也可以是不等分的。二进制功分器在实际中应用比较多，而Wilkinson 功分器就是一种常见的二进制功分器。单节变换的Wilkinson 功分器工作频带较窄，在中心频率时性能较好，在频带边缘往往输入驻波比较差。为了增加工作带宽，在微带电路中常应用阻抗变换实现带宽的展宽。阻抗变换主要有渐变线、四分之一波长阶梯阻抗变换器、短节变阻器等几种形式。为了拓展功分器的频带宽度，本文采用四分之一波长阶梯阻抗变换器。考虑到各个阻抗变换段的长度和隔离电阻的安装位置，本文设计的Wilkinson 功分器采用“蛇形”布局，以减小功分器总的尺寸。在变换段的末端，微带线宽度较大，相邻两节变换段距离过近，会存在微带线之间互耦效应，在设计过程中应充分考虑并加以利用。

2 多节阻抗变换器的宽频带特性分析［1-4］

设多节阻抗变换器有n节，参考面有T0，T1，T2，…，Tn，共(n+1）个，相应地有(n+1）个反射波。这些反射波返回到T0面时，彼此以一定的相位(取决于行程差）叠加起来，见图1。

由于反射波很多，每个反射波的振幅都很小，相位各异，所以叠加起来的结果总是会有一些波彼此抵消或部分抵消。因此，总的反射波就可以在较宽的频带内保持较小的值。这就是说，大量而分散的较小的不连续与少量而集中的较大的不连续相比，前者可以在更宽的频带内获得更好的匹配。

引入归一化参量:

这里cos2iθ的系数为

其大小取决于参数R，P1，P2，…，Pn共(n+1）个参数的取值。

阻抗变换器输入端全匹配的条件是输入端驻波系数等于1，因此n节阻抗变换器的匹配条件为

这是cos2θ的n 次方程，在系数满足一定条件下(可以通过调整参数R，P1，P2，…，Pn来实现），有n个零点。这就是说，通过正确选择参量R，P1，P2，…，Pn，总可以使n节变换器在n个频率点上得到完全匹配。所以一般地说，节数越多，频响曲线上的零点就越多，匹配的频带就越宽。

3 微带线互耦效应的特性阻抗［2，5］

微带线传输的是准TEM 模，因此必须在奇模和偶模两种状态下分析耦合微带线，分别求出其奇、偶模电容以及奇、偶模的相速，从而求出奇、偶模特性阻抗。

在准静态条件下，利用保角变换法求出耦合微带线参数。假设导体带厚度t=0，奇模电容与偶模电容的等效介电常数可表示为

其中，Co(1）和Ce(1）为填充介质全部是空气时单根导体带对地板的奇模电容和偶模电容，Co(εr）和Ce(εr）为填充了相对介电常数εr介质时单根导体带对地板的奇模电容和偶模电容。另外，奇模相速vpo和偶模相速vpe表示为

所以，奇模特性阻抗Zco和偶模特性阻抗Zce分别为

式中，Zco(1）和Zce(1）分别为完全是空气填充时耦合微带线的奇模和偶模特性阻抗。利用保角变换可求得Zco(1）和Zce(1）为

4 仿真设计

本文设计一分二微带等分功分器，工作频带0.5～3.5 GHz，选用相对介电常数为2.55的微波复合介质基板，厚度H=1.0 mm。由于工作带宽较大，根据上述多节阻抗变换器的宽频带特性分析，采取七级阻抗变换设计。由微带线互耦效应的特性阻抗，求得各节阻抗变换段的特性阻抗Z1=88.7 Ω，Z2=82.985 Ω，Z3=76.82 Ω，Z4=70.71 Ω，Z5=65.085 Ω，Z6=60.255 Ω，Z7=56.37 Ω，进而得到各节阻抗变换器的宽度W1=1.54 mm，W2=1.12 mm，W3=1.31 mm，W4=0.97 mm，W5=1.78 mm，W6=2.04 mm，W7=2.27 mm。

图2 多节宽带功分器模型

图3 一分二等分功分器VSWR

图4 一分二等分功分器的隔离度

图5 一分二等分功分器输出端口的幅度

图6 一分二等分功分器输出端口的相位

5 结束语

本文设计了一分二等分微带功分器，由于采用多节阻抗变换，所以该功分器工作频带从0.5～3.5 GHz到。为了减小尺寸，将7节变换段以“蛇形”排列，还考虑微带线互耦因素的影响，利用Ansoft HFSS 进行优化。在工作频带内，设计的功分器驻波小于1.4，两输出端口的幅相一致性较好，两输出口间的隔离度达20 dB，其主要电讯指标满足大容量通信天线系统的要求。

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