恒频不对称电压消除法串联谐振逆变电源研究

孙 巍 黄友桥 徐应年

（1. 海军驻武汉四三八厂军事代表室, 武汉 430060； 2. 海军驻武汉712所军事代表室, 武汉 430064； 3. 武汉理工大学交通学院高速船舶重点实验室, 武汉 4300 ； 4. 武汉南华工业设备工程股份有限公司, 武汉 430223）

1 引言

实际应用中，有时需要将多个感应加热电源的加热线圈放置很近，如果串联谐振逆变电源工作频率不相同就会产生低频噪声[1]。变频功率[1-3]调节方式显然不适合，在这种情况下就需要采用恒频率功率调节方式。传统的恒频率功率调节方式有：移相调功方式（phase-shift:PS）[4-6]、不对称占空比调功方式（asymmetrical duty-cycle:ADC）[7]。

当功率调节范围宽，为保证最小输出功率时开关管工作在零压状态，开关管的频率就要远高于负载谐振频率，这将导致功率损耗增大，效率降低。针对恒频移相调功这个缺点，文献[7]提出了串联谐振逆变电源的不对称电压消除法功率调功方式。指出相对移相调功方式和不对称占空比调功方式而言，不对称电压消除法较小的开关频率就能保证整个功率调节范围内开关管的零压状态。给出了开关管为零压开关，开关频率与输出功率、品质因数的关系曲线图，但没有给出最小开关频率的解析表达式，没有分析当开关频率小于所要求的最小开关频率时的工作模态。

本文推导了在整个调功范围内，保证开关管为零压开关，最小开关频率的解析表达式。指出当开关频率小于最小开关频率时，桥臂三个开关管工作在零压状态，一个工作在零流状态且开通电流小。

2 不对称电压消除法零压开关区域

图1为串联谐振逆变电源主电路示意图。加热线圈和加热物件等效为电阻R和电感L的串联，C为串联补偿电容。图2为T1,T2,T3,T4开关管驱动波形和输出电压波形，β为移相角，开关周期为T。

图1 串联谐振电源主电路示意图

图2 开关管驱动波形和输出电压、电流波形

当品质因数Q较大时，可以忽略谐波分量，近似用输出电压的基波表示逆变桥输出电压，Vab，如图2所示：

输出电压Vab基波分量Vab1：

逆变桥输出功率（只考虑基波分量）：

显然Pn=0.25-1，从图2可知，四个开关管为零压开关的条件是逆变桥负载功率因数角φ不小于θ1即：

根据式（5）可以得到功率调节过程中，开关管为零压开关，最小开关频率与输出功率，品质因数应满足的关系曲线。图3所示实线为不对称电压消除法功率调节方式，最小开关频率与输出功率，品质因数应满足的关系曲线，虚线为移相调功方式最小开关频率与输出功率，品质因数应满足的关系曲线。从图3可以清楚的看出同样的输出功率，不对称电压消除法的最小开关频率小于移相调功所需的最小开关频率。

从图3 可知当品质因数一定，不对称电压消除法最小开关频率fn与输出功率Pn之间不具有单调性。显然如果最小开关频率不小于式（5）右边最大值，那么在整个调功范围内（Pn=0.25-1），四个开关管全为零压开关。

图3 最小开关频率与品质因数，输出功率间关系曲线

当Pn=0.5时，ff有最大值：

综上所述，功率调节范围为Pnmin≤Pn≤Pnmax，在功率调节过程中，开关管始终为零压开关，开关频率的最小频率fmin应为：

当Pnmin≤1/2

当Pnmin＞1/2

3 工作模态分析

3.1 f ≥ fmin

开关模态如图4 所示，逆变桥输出电压、电流波形如图2所示。从图4可以看出开关管T1，T2，T3，T4为零压开关。

图4 开关模态（I）

3.2 f ＜ fmin

当f＜fmin时，开关模态随移相角大小发生变化，在功率调节过程中存在两种开关模态。当移相角从零增加到某个角度时，开关模态从图 4所示开关模态I转变为图5所示开关模态П，移相角继续增大，开关模态又从图5所示开关模态П转变为图 4所示的开关模态I。开关模态 П，开关管T1，T3，T4是零压开关，且开关管T1为零流关断。图6所示为f＜fmin时输出电压、电流波形。

图5 开关模态（П）

图6 f ＜fmi，开关管驱动波形和输出电压、电流波形

4 仿真波形

仿真参数：E=440 V，R=40Ω，L=0.49 mH，C=0.1 μF，开关频率fs=20 kHz。死区时间 1 μs。开关管为apt35g60bn IGBT。图7所示为 移相角β=10μs，T1，T2，T3，T4IGBT 驱动和 CE 端电压波形，输出电雅典流波形。从图7可以看出T1，T3，T4是零压开关，而且T1零压电流波形。从图7可以看出T1，T3，T4是零压开关，且T1零流关断。

图7 IGBT驱动和对应CE端电压波形，输出电压电流波形

5 结束语

本文首次推导出了不对称电压消除法功率调节方式在整个功率调节过程中（Pn=0.25-1）四个开关管为零压开关，最小开关频率解析表达式，相对于恒频移相调功，不对称电压消除法较低的开关频率就能使得在整个功率调节过程中四个开关管为零压开关。指出当开关频率小于所要求的最低开关频率fmin，在整个功率调节过程中也有三个开关始终为零压开关，而移相调功功率调节方式只有两个开关管为零压开关。

恒频不对称电压消除法功率调节方式开关损耗小，效率高，没有低频噪声干扰问题，尤其适用于功率调节范围为Pn=0.25-1的中小功率串联谐振逆变电源，具有极大的工程应用价值。

∶

[1] Izaki,Y. Hirota.H. Yamashita, M.Kamli, H.Omori and M. Nakaoka. New constant-frequency variable powered quasi-resonant inverter topology using soft-switched type IGBTs for induction-heated cooking appliance with active power filter. in procddings of the 1995 European Power Electronics Conference,pp129-134

[2] Viriya, P. Sittichok, S. Matsuse, K. Analysis of high-frequency induction cooker with variable frequency power control[C]. Power Conversion Conference, 2002. Osaka, 2002: 1502 - 1507.

[3] Y. S. Kwon, S.Yoo, D. Hyun. Half-bridge series resonant inverter for induction heating applications with load-adaptative PFM control strategy[C]. APEC 1999: 575-581.

[4] 袁俊国. 高频功率变换及其在感应加热中的应用[D]. 杭州：浙江大学，2001.

[5] F.Tsai, Y.Chin, and F.lee. State-plane analysis of a constant-frequency clamped-mode parallel-resoant converter. IEEE Trans. Power Electron,vol.3,pp.364-378,July 1988.

[6] J.A. Sabate and F.C.lee. Off-line application of the fixted-frequency clamped-mode series resonant converter, IEEE Trans. Power Electron,vol.6,pp.39-47,Jan. 1991.

[7] Jose M.Burdio, Luis A. Barragan Fernando Monterde Denis Navarro and Jesus Acero. Asymmetrical voltage-cancellation control for full-bridge series resonant inverters. IEEE Trans. Power Electron.,vol.19,no.2 pp.461-469,Mar.2004.