军用不间断电源的电磁兼容设计研究

刘勇，李兴民

（中国人民解放军92941部队，葫芦岛 125000）

在研制某军用不间断电源UPS时，由于其使用环境的特殊性，要求该产品具有下列特性：1、良好的抗干扰性：包括两个方面内容：A、在外界强电磁或电力畸变尖峰的干扰下稳定工作；B、本身的输出应该是纯净电源，不能作为一个干扰源去干扰外界的设备；2、高可靠性。按照美国军标可靠性预测方案：MTBF（单机）（MeanTimeBetween Failures）不低于3万h，MTBF（系统）不低于15万 h（响应时间+维修时间按24h考虑或1+1备份）；3、能够抗击冲击、跌落、震动等军标要求。研制过程中，在对 UPS的 EMC（Electromagnetic Compatibility）设计方面进行了严格的测试和设计，特别是对传导辐射，进行了深入的研究设计，达到了军标相应标准和EN55022 class-B标准。

1 传导辐射的来源

当电子设备干扰噪声频率小于30MHz时，主要干扰音频频段，电子设备的电源线对于这类波长的电磁波来说，还不足一个波的波长（30MHz波长为10m），向空中辐射很小。这样，若能测得电源线上感应的噪声电压，就能衡量这一频段的电磁噪声干扰程度，这类噪声就是传导噪声。

传导噪声由差模噪声和共模噪声构成。差模噪声存在于相线L，中线N之间（也可视为存在于L与地线（PE），N与地线（PE）之间，大小相等，相位差1800）；共模干扰噪声存在于 L与 PE，N与PE之间，大小相等，相位相同。

首先分析输入传导噪声的共模及差模通路：

图1为UPS交流输入电路原理图，采用有源倍压PFC，输出+400，-400V的母线电压。图中共模噪声有两路，一路为正负母线上的噪声经L1、C6、R1流回大地，一路为0线上经L2、C7、R2流回大地；正半周差模噪声流动回路为 L3、C4、0线、L2、C7、R2、R1、C6、L1、D1，负半周差模噪声流动回路为 0 线、C5、L4、D2、L1、C6、R1、R2、C7、0线。差模噪声主要影响低频段，共模噪声主要影响高频段。由图可见，共模噪声和差模噪声电流都在网络流动，电流越大，测出的干扰也越大，所以要想办法减小网络中的共模和差模电流。

在样机中没有充分考虑EMC的设计，传导骚扰噪声的抑制不够，结果严重超标，输入超过EN55022 CLASS B限值最高处达18dB。

根据传导辐射产生的根源，我们从以下几个方面做了处理：A、EMI滤波器设计；B、电路结构；C、PCB设计；改进后的UPS经过测试，完全达到要求。

图1 输入电路原理图Fig.1 Input circuit principle diagram

2 EMI滤波器设计改进

EMI滤波器的作用主要是滤除开关电源产生的传导干扰噪声；另外，EMI滤波器为无源二端口网络，满足互易性，它同时也可滤除来自电网侧的电磁噪声。

图2 EMI滤波器拓朴结构Fig.2 EMI filter topology

EMI后级输入为PFC电路。由Boost开关电源噪声模型知：其共模噪声等效电路为高阻容性，差模，噪声等效电路为低阻感性（当输入整流桥开通时）及高阻容性（当输入整流桥关断时），根据EMI滤波器设计的“阻抗失配”原则，采用如图2所示拓朴结构的EMI滤波器：

则共模滤波器电路等效电路如图3所示：

图3 共模滤波器电路等效图Fig.3 Common mode filter equivalent circuit

其中Cp为共模噪声源等效电容，为将其归一化，在输入整流“+”，“-”与 PE间接入四个4700pF的Y电容，即Cp归一化为18800pF。

取Cy1=Cy2=0.033uF

在未接滤波器时测得在150KHZ处共模传导骚扰超过限值18dBuv，取10dB的余量，则fRcm1取90KHz，fRcm2取40KHz，根据

得：L1=L2=2.4mH

差模滤波器等效电路如图4：

图4 差模滤波器电路等效图Fig.4 Differential mode filter equivalent circuit

其中 L1leakage，L2eakage，分别为共模电感L1、L2的杂散电感，一般为其电感量的 1%即24uH。由未安装滤波器时的差模共模噪声的分离结果知在150KHz处滤波器需要42dB的差模插入损耗。考虑10dB余量，则用作图法在对数频率--插入损耗座标轴上得出出第一级波器的截止频率，fR，DM1=15KHz，第二级滤波器截止频率取 fR，DM2=25KHz时，能达到上述要求：

图5 优化前测量结果Fig.5 Measurement results before optimal design

在前述测试条件下的L线传导干扰测试结果见图5，可见已满足CLASS B要求，但在28MHz处平均值余量较小，仅0.61dBV。通过对电感电容取值的反复测量和比较，在此EMI滤波器结构下，平均余量总不能取得满意结果。如28MHz处平均值余量从 0.61 dBV增加到 2.22 dBV，但3.55MHz处平均值余量较小，仅1.39dBV。因此我们通过分析电路结构，提出相应的办法，减少了传导噪声。

3 电路结构改进

为了增加余量，我们分析 PFC主电路拓扑结构，发现其差模输入阻抗为感性，于是分别在正、负PFC主电路开关管与电感间并联电容，一方面可将PFC差模输入阻抗归一化为低阻容性，另一方面可给功率回路去耦，减小功率回路面积。

1.在正负半周回路上并X电容，由于X电容阻抗较小，PFC纹波电流和差模电流信号绝大部分都从X支路通过，从而使流入PE的差模电流显著减小。测试结果低频段的差模干扰降低。

2.将PFC功率回路并联的电容增大到2倍后，在上述测试条件下，测试结果显示低频段已得到很大改善，但在21MHz处，传导干扰噪声仍然较大。

3.根据前面测试结果发现，20MHz的传导干扰噪声主要是共模分量。于是在 DC/AC的直流母线与PE之间分别并联Y电容，在前述测试条件下的L线传导干扰测试结果达到CLASSB要求，但余量不大。

5.为了进一步减小传导噪声，在EMI滤波器的输出 PE端串入320H电感，测试条件与前述相同。从测试结果可以发现，平均值余量最小处的1.1MHz处余量为5.68 dBV，完全满足了要求。测试结果如图6所示。

6.为了进一步减少传导噪声，在上述参数不变情况下，我们优化了PCB布线，通过缩短dV/dt大的支路长度及缩小di/dt大的回路面积，平均值余量最小处余量为6.23 dBV。

图6 优化后测量结果Fig.6 Measurement results after optimal design

4 结论

通过测试发现，当电路结构相同时，针对某个频率平均值余量优化而采用不同参数，其平均值余量最小处的频率有所变化，这是由于参数的变动影响了其传输函数极点的变化。因此传导辐射的EMC设计是综合性的设计，需要对电路、结构、布线等进行综合考虑才能取得良好效果。

采用上述方法，对单进单出在线UPS的传导辐射进行了优化设计，达到了EN55022 CLASS A标准，通过了GJB151.2中CE03（15kHz～50MHz）和 RE02（14kHz～1GHz）共12项参数测试。对同类产品具有一定指导作用。

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