基于脉冲源单元的单一次绕组 隔离型多输入变换器

王 勤 阮新波 张 杰 金 科

（南京航空航天大学自动化学院 南京 210016）

1 引言

太阳能和风能等可再生能源具有清洁无污染、储量丰富等特点，因此其开发利用在近年来越来越受到广泛关注[1]。由于可再生能源存在能量供应不稳定、不连续、随气候条件变化等缺点，因此需要采用多种能源联合供电。在传统的新能源供电系统中，每种能源形式均需要通过一个直直变换器进行电压变换后，并联到同一直流母线上给负载供电，该结构目前已应用于电动汽车混合动力系统中[1-2]。但是这种结构比较复杂，同时成本较高。为简化电路结构复杂性，降低新能源联合供电系统成本，可采用一个多输入变换器（Multiple-Input Converter，MIC）取代原先的多个单输入变换器。

MIC 可分为同时供电和分时供电两类。文献[3]和文献[4]在Buck 变换器基础上，增加多个输入电压源与原来的输入电压源并联，可以得到基本的多输入Buck 变换器，该方法还可应用于Buck-Boost变换器[5-6]、Forward 和Flyback 变换器[7-8]。多输入Forward 变换器和多输入Flyback 变换器属于隔离型多输入变换器，在这些变换器中，各输入电压源及其串联功率开关连接于各自独立的变压器一次绕组，同时共用一个变压器二次绕组。但此类MIC 在任何时刻只有一种输入源向负载提供能量，属于分时供电MIC。

为了实现同时供电，一些新的MIC 拓扑相继提出，例如Buck 和Buck-Boost MIC[9-14]，它们共用一个由电感、电容构成的输出滤波电路，减少了无源元件数量；多绕组隔离型MIC 包括半桥和全桥MIC等[15-19]，此类变换器实现了输出电路与输入电路电气隔离。

文献[20]提出了脉冲电源单元（Pulsating Source Cell，PSC）的概念，它包括脉冲电压源单元（Pulsating Voltage Source Cell，PVSC）和脉冲电流源单元（Pulsating Current Source Cell，PCSC），将其应用于非隔离型变换器中可得到一些非隔离型MIC 电路拓扑。文献[21]进一步系统地提出了非隔离型和隔离型脉冲电源单元，将这些脉冲电源单元合理连接，并与合适的输出滤波电路级联，得到了一系列非隔离型和隔离型MIC，实现了多输入源既能同时又能分时地向负载传递能量。对于隔离型MIC，每增加一路输入源需要增加一个一次绕组。随着输入源数量的增加，一次绕组也相应增多，变压器的制作将变得较为困难，而且各绕组之间难以做到良好的耦合，导致漏感较大，损耗增加。

为了简化变压器结构，本文采用脉冲源单元的概念提出隔离型变换器电路拓扑的生成方法，系统提出一族单一次绕组的多输入隔离型变换器。在分析单输入和多输入变换器基本结构的基础上，将原隔离型变换器中的输入源替换为多个脉冲电源的组合，直接应用到Buck 型（包括正激、推挽、半桥、全桥）、Flyback 和Boost 型（包括推挽、半桥、全桥）等隔离型变换器中，生成了一族单一次绕组隔离型MIC。本文将详细论述单一次绕组隔离型MIC的生成方法及其控制方式，以单一次绕组双输入Flyback 变换器为例说明其工作原理，通过原理样机进行实验验证。

2 单输入隔离型直流变换器的基本结构

单输入隔离型直流变换器可以看成由输入源、功率开关网络、高频变压器、输出整流单元和输出滤波器组成，如图1 所示。其中输入源是一个稳定的直流电压源或电流源（一般由直流电压源和输入电感串联组成）；功率开关网络由开关管、二极管等组成，用于将输入源变换成宽度可控的脉冲电压或电流；高频变压器实现电气隔离和电压或电流幅值的升降，脉冲电压或电流经输出整流单元整流和输出滤波电路滤波电压或电流中的高频分量，获得稳定的直流电压或电流供给负载。

图1 单输入隔离型直流变换器的基本组成 Fig.1 Basic form of the isolated single-input DC/DC converter

3 脉冲电源的类型及其连接原则

3.1 脉冲电源的分类

从图1 可以看出，由输入源和功率开关网络可以获得PSC，它分为PVSC 和PCSC。PVSC 包括Buck 型、Cuk 型和Zeta 型三类，如图2a～图2c 所示；PCSC 包括Boost 型、Buck-Boost 型和Sepic 型三类，如图2d～图2f 所示。值得说明的是，图2所示的PVSC 和PCSC 在文献[21]中已有详细论述，这里不再展开。

3.2 脉冲电源的连接原则

多个PVSC 可以直接串联，如图3a 所示；而多个PCSC 可以直接并联，如图3b 所示。在这两种组合方式中，多个输入源既可以同时也可以分时向负载提供能量。

图2 非隔离型PVSC 和PCSC Fig.2 The non-isolated and PCSC

由基尔霍夫定律[22]可知：①电压大小不等的电压源不能直接并联；②电流大小不等的电流源不能直接串联。由于PVSC 是包含开关管Q 和二极管VD 的有源开关网络，与传统的电压源不同。因此只要合理控制各个PVSC 中开关管的开通和关断，保证在任一时刻，只有一个PVSC 向负载提供能量， 多个PVSC 也可以并联，如图3c 所示。类似的，只要合理控制各个PCSC 中的开关管，保证在任一时刻，只有一个 PCSC 向负载提供能量，这样多个PCSC 也可以串联。但是在实际电路中，由于PCSC中的独立电流源一般由独立电压源与一个电感串联而成，并非是理想电流源。当PCSC 不向负载提供能量时，其开关管Q（如图2 所示）将一直导通，电感电流将一直增大，直至电感饱和，损坏功率器件，因此多个PCSC 不能串联工作。

图3 脉冲电源的组合 Fig.3 The combination of pulsating sources

4 单一次绕组隔离型MIC 及其控制方法

4.1 单一次绕组隔离型MIC

将非隔离型脉冲源进行串并联组合后，替代单输入隔离型变换器（母变换器）的输入源即可构成单一次绕组MIC。对于电压源型半桥变换器中，如果将脉冲源作为其输入，则两个分压电容将承受很高的脉冲电流，电路无法正常工作。而电流源型半桥变换器需要两个完全相同的电流源，因此无法获得单一次绕组MIC。

图4 和图5 给出了由Buck 型PVSC 串联和并联构成的单一次绕组隔离型MIC 电路拓扑，其中由PVSC 串联构成的MIC 的多个输入源可以同时或分时向负载提供能量，而由PVSC 并联构成的MIC 的多个输入源只能分时向负载提供能量。

同理可得由非隔离Cuk 型和Zeta 型PVSC 构成的MIC，以及Buck 型、Cuk 型和Zeta 型PVSC 三者混合连接作为脉冲输入源构成的隔离型MIC。

图4 多个PVSC 串联构成的单一次绕组 隔离型电压型MIC Fig.4 The isolated voltage type MIC with single primary winding generated by several PVSCs in series

图6 给出了由Boost 型PCSC 并联构成的单绕组隔离型MIC 电路拓扑，这些变换器既可分时又可同时向负载提供能量。

同理可得由Buck-Boost 型和Sepic 型PCSC 构成的MIC，以及Boost 型、Buck-boost 型和非隔离Sepic 型PCSC 三者混合连接作为脉冲输入源构成的隔离型MIC。

图5 多个PVSC 并联构成的单一次绕组 隔离型电压型MIC Fig.5 The isolated voltage type MIC with single primary winding generated by several PVSCs in parallel

图6 多个PCSC 并联构成的单一次绕组 隔离型电流型MIC Fig.6 The isolated current type MIC with single primary winding generated by several PCSCs in parallel

从图4～图6 可以看出，推挽型、全桥型隔离型MIC 所使用的开关管数量较多一次绕组MIC 大为减少，虽然正激型、反激型MIC 中开关管数量较多一次绕组MIC 多1 个，但开关管的电压应力低于多一次绕组MIC。

4.2 控制方法

单一次绕组MIC 由脉冲源和母变换器构成，脉冲源和母变换器必须协调控制才能保证电路的正常工作。其控制原则是：输入功率和输出电压的调节通过控制脉冲电源的开关管来完成，母变换器的开关管则用于保证变压器的正常工作。不同类型的MIC，其控制方式也有所差异，具体控制方式描述如下：

对于Forward 型，母变换器占空比的最大值要保证在每个脉冲源开关管导通期间一次侧向二次侧传递能量，同时保证变压器能实现磁复位；对于Flyback 型，母变换器最大占空比是保证在每个脉冲源开关管导通期间输入源给一次侧电感储能。也就是说，Forward MIC 和Flyback MIC 的母变换器中开关管的占空比等于脉冲源开关管占空比的逻辑或。图7a 给出了双输入Flyback 变换器的两输入源同时供电时的驱动信号，其中Dy1、Dy2、Dy分别为开关管Q1、Q2、Qm的占空比。假设Dy1＞Dy2，Q2相对于Q1的移相角为θ，即两只开关管Q1、Q2驱动信号之间的相位差， 对应的占空比为 Dθ（Dθ=θ/(2π)），Dθ的变化范围为0～1−Dy2，设Tθ为Q2滞后Q1开通的时间，则Tθ=DθTs，由图7 可见，开关管Qm是Q1、Q2驱动信号的逻辑或关系。

图7 双输入反激和全桥电压型变换器 两输入源同时供电时工作波形图 Fig.7 The operating waveforms of the double-input flyback and full-bridge converter (two input sources power the load simultaneously)

对于推挽、全桥（电压源型或电流源型）来说，母变换器中开关管的占空比均为50%，脉冲源开关管的开关频率为母变换器开关频率的2 倍。图7b给出了PVSC 串联构成的双输入全桥电压型MIC 的开关管驱动信号和变压器一次绕组电压波形，其中Dy1、Dy2分别为Q1、Q2的占空比，假设Dy1＞Dy2，两只开关管Q1、Q2驱动信号之间的相位差为θ，对应的占空比为Dθ(Dθ=θ/(2π))，Dθ的变化范围为0～1−Dy2，Dy11、Dy22分别为Qm1和Qm4、Qm2和Qm3的占空比，Ts1为开关管Q1、Q2的开关周期，Ts为开关管Qm1和Qm4、Qm2和Qm3的开关周期，vAB为变压器一次绕组电压。由图可见，Dy11和Dy22均为50%，而Q1、Q2在一个周期Ts内等占空比开关两次，为母变换器Qm1和Qm4、Qm2和Qm3提供对称电压，保证变压器正常磁复位。

5 单一次绕组Flyback 变换器

本节以单一次绕组双输入Flyback 变换器为例说明单一次绕组MIC 的工作原理及其控制方法。

5.1 工作模态分析

单一次绕组双输入Flyback 变换器如图8a 所示，图中，Vin1和Vin2分别为两PVSC 的输入电压，分别定义为1#、2#输入源；Q1、Q2为两PVSC 的开关管，VD1、VD2分别为两PVSC 续流二极管，Vo为输出电压，Io为输出电流，VDR1为输出整流二极管，Cf为输出滤波电容，RL为负载电阻。Np、Ns分别为变压器一次及二次绕组匝数，Lp、Ls为相应的电感，变压器一、二次匝比为n=Np/Ns。

图8 双输入flyback 直流变换器 Fig.8 The double-input flyback converter

为了简化分析，假设所有元器件均为理想的。开关管Q1和Q2可以同时开通，也可以有相位差，Q1和Q2的开关频率可以相同也可以不相同。本文仅讨论Q1和Q2的开关频率相同且同时开通的控制方式。该变换器存在五种工作模态，各工作模态等效电路如图9 所示。

（1）模态Ⅰ：如图9a 所示，此时Q1、Qm导通，Q2关断，VD2导通，VD1和VDR1承受反压截止。Vin1加在变压器一次绕组上，一次绕组电流ip线性上升，变压器储存能量，负载电流由输出滤波电容提供。Q2上承受的电压为Vin2，VD1上承受的电压为Vin1，VDR1承受的电压为（Vin1/n+Vo）。

（2）模态Ⅱ：如图9b 所示，此时Q2、Qm导通，Q1关断，VD1导通，VD2、VDR1反偏截止。Vin2加在变压器一次绕组上，ip线性上升，变压器储存能量，负载电流由输出滤波电容提供。Q1上承受的电压为Vin1，VD2上承受的电压为Vin2，VDR1承受的电压为（Vin2/n+Vo）。

（3）模态Ⅲ：如图9c 所示，此时Q1、Q2、Qm均导通，VD1、VD2、VDR1均截止。Vin1与Vin2串联接到变压器一次绕组上，ip线性上升，变压器储能，负载电流由输出滤波电容提供。VD1上承受的电压为Vin1，VD2上承受的电压为Vin2，VD3上承受的电压为[(Vin1+Vin2)/n+Vo]。

（4）模态Ⅳ：如图9d 所示，该模态处于能量释放状态，此时Q1、Q2、Qm均关断，VDR1导通。变压器二次电流线性下降，储存在变压器电感中的能量一方面释放给负载，另一方面向输出滤波电容充电。Q1、Q2上承受的电压分别为Vin1、Vin2，Qm上承受的电压为nVo。

（5）模态Ⅴ：如图9e 所示，Q1、Q2、Qm均处于关断状态，VD1、VD2、VDR1处于截止状态，变压器中储存的能量已经释放完毕。Q1、Q2上承受的最大的电压分别为Vin1、Vin2，Qm不承受电压。

由上述分析可知，只要Q1、Q2中有一个开通，则Qm需要开通，当Q1和Q2同时关断时，Qm才关断。Q1和Q2同时开通时，输入源同时供电；当Q1和Q2分别开通时，对应的输入源供电。

5.2 与传统双输入Flyback 变换器的比较

传统双一次、单二次绕组双输入Flyback 直流变换器如图8b 所示，假设两个一次绕组匝数相等，一、二次绕组匝数比为n。表中给出了单一次绕组双输入Flyback 变换器和双一次绕组双输入Flyback变换器的比较。可以看出，所提出的拓扑结构简化，功率管电压应力下降。

图9 不同开关模态的等效电路图 Fig.9 The equivalent circuits at different switching modes

表 单一次绕组和传统双一次、单二次 绕组双输入Flyback 变换器的比较 Tab. The comparisons between the Flyback converter with single primary winding and the traditional Flyback converter with double primary windings and single secondary winding

5.3 实验结果

为了验证单一次绕组双输入 Flyback 变换器的工作原理，在实验室完成了一台120W 的原理样机，其主要参数为：输入电压 Vin1=100V，Vin2=300V；输出电压Vo=48V；变压器一、二次绕组电感分别为 Lp=415.8μH，Ls=112.5μH。图 10给出了双路输入源同时向负载供电时的实验波形，其中图10a 从上至下为：Q1、Q2和Qm的驱动及其电压波形，图10b 从上至下分别为变压器一次绕组电压、二次绕组电压、一次电流、二次电流波形。可见，Qm的驱动信号是Q1、Q2驱动信号的逻辑或关系，Q1、Q2和Qm的电压应力分别为Vin1、Vin2和nVo。

图10 双路输入源同时工作时实验波形 Fig.10 The experimental waveforms (two input sources power the load simultaneously)

6 结论

本文在分析单输入与多输入变换器基本结构的基础上，将脉冲电压源或脉冲电流源进行串并联组合，并直接替代单输入隔离型变换器的直流输入源，进而推导出一族单一次绕组隔离型MIC 电路拓扑。该类MIC 的变压器只有一个一次绕组，结构简单，各输入源可同时或分时向负载提供能量。

本文在给出PVSC、PCSC 的串并联组合原则基础上，详细阐述了单一次绕组隔离型MIC 的电路拓扑生成方法，给出了由Buck 型PVSC 和Boost 型PCSC 构成的各种隔离型电压源型和电流源型MIC拓扑。提出了MIC 拓扑脉冲电源和母变换器的协调控制原则。以单一次绕组双输入Flyback 变换器为例，分析了其工作原理和控制策略，进行了实验验证。

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