一种基于UC3879的新型软开关DC/DC移相全桥变换器

张友荣 钱亮 胡亮

(1.空军雷达学院黄陂校区，湖北武汉 430345;2.空军雷达学院研管大队，湖北武汉 430019)

0 引言

移相全桥结构是目前国内使用最广泛的DC/DC变换器的结构之一［1］，为了减小变换器的体积和重量，我们只有提高开关频率，而频率提高的同时也带来了损耗增加的问题，为了解决这个问题就必须实现软开关。

目前为了解决这个问题，提出了很多方案。如原边使用饱和电感的ZVZCS电路，效果不是很理想［2］;使用无源无损网络副边箝位ZVZCS电路会引起很大的尖峰电流［3］;变压器初级串入隔直电容和饱和电感ZVZCS电路由于发热量大而无法在工程中实际应用［4］;采用有源箝位 ZVZCS电路存在环流，损耗大等问题［5］。文中通过在滞后臂并联一个由电感和电容组成辅助网络来解决这个问题。

1 移相全桥变换器的结构

采用新型DC/DC变换器的原理框图如图1所示，电网电压EMI滤波器后经过变压器降压，再整流为直流电，输入滤波电感和电容除了起滤波的作用外，还可以提高功率因子。直流电压经过新型的DC/DC变换器变换成需求的直流电压，控制电路采用集成芯片UC3879来实现控制，其中设计fs=20kHz，使电压按照要求稳定在48V。保护电路中设计了Vin的过、欠压保护，V0过压保护，防止同一桥臂直通保护，开关管过流保护，过热保护。

图1 新型软开关DC/DC变换器的原理框图

2 新型软开关DC/DC移相全桥变换器工作原理

图2给出了新型软开关DC/DC移相全桥变换器的电路图，辅助网络 Ca1、Ca2、La并接在全桥网络上。通过 CS1、CS2、DS1、DS2和变压器的漏感来实现超前桥臂S1和S2的软开关。通过辅助网络来实现滞后桥臂S3和S4的软开关。

图2 新型软开关DC/DC移相全桥变换器的电路图

图3给出了新型软开关DC/DC移相全桥变换器一个开关周期内的工作波形，S1和 S2通过 CS1、CS2、DS1、DS2和变压器的漏感来实现软开关［1］。t2时刻，变压器T2次级截止，变压器T1将原边电流ipri与T1的励磁电流im1之差转换到次级，通过Do1分别给Co1充电，给Co2放电。轻载时，初级电流ipri在t3时刻时仍小于零，辅助电感电流iLa仍处于续流状态，流过S3和Da1。可以实现S3的ZVS，重载时由于流过Do1、Do2的电流iDo1、iDo2随负载的增大而增大，作用到串联变压器原边漏感L1kg上的电压也随之变大，使得原边电流ipri在通过S1、S3环流期间更迅速减小，在S3关断前ipri已经减小到零并反向增加，通过S3的反并联二极管DS3续流，使S3在t3时刻得以实现零电流关断(ZCS)。t3时刻S3关断时，初级主回路电流ipri仍小于零，没有反向。S3在t3时刻关断后，ipri和 iLa从 S3逐渐转移到 CS3、CS4，CS3充电，CS4放电。t4时刻前，CS3充电到VCS3=Vin，VCS4放电到零，S4在t4时刻实现零电压开通。

图3 变换器一个开关周期内的工作波形

3 电路参数的设计

3.1 主要功率器件的选择

采用新型软开关DC/DC移相全桥变换器制作了一台实验样机单相交流输入，有效值波动范围:，即176 V～253 V;频率:45 Hz～65 Hz。输出电压:额定值48V，浮充电压52.8V，均充电压57.6V，输出电流:额定值6.25A;具有输入过压/欠压保护、输出过压保护、过流保护，开关管1MBH60D(带寄生二极管);功率二极管HFA25TB60。

3.2 UC3879控制电路的设计

选用移相控制芯片UC3879作为控制芯片。UC3879的内部结构图见文献6，其主要工作设计特点如下:

(1)可以实现0%－100%的占空比控制

(2)可以设置死区

(3)可以进行自保护

(4)欠电压锁定

(5)启动电流低

(6)软启动控制

(7)应用范围广

3.2.1 UC3879 外围电路的设计

UC=Uin=U(UVSEL)=15V，设置fs=20kHz。RT脚和地之间的电阻决定定时电容的充电电流，而放电电流被内部固定在10mA固此。与IC的CLKSYNC脚输出信号占空比相符合的振荡器的占空比Dlin如下

接在CT脚和地之间的定时电容与Dlin和RT，有如下关系

在实际电路中，CT比RT较难确定。我们取CT=2.2nF。我们可以依据式(1)、(2)得到

可以得到RT=21K，在实际电路中可以用一个50K的滑动变阻器代替。

3.2.2 死区电路

OUTA和OUTB、OUTC和OUTD之间的死区由两方面来确定:① 桥臂的令开关时间;② 由受初级最大的占空比限制。tdelay可以由以下公式计算

Udelay是延迟设定脚电压(一般都是2.5V)，Rdelay是DELAYAB和DELAYC－D与地之间的电阻值。由以上分析可以得到DELAYA-B引脚的电阻值为50K。滞后臂死区时间由接在DELAYC-D引脚的电阻来决定，确定电阻值为20K。

3.2.3 电压回馈环节

电压调节器是利用UC3879内的误差放大器进行的，该误差放大器的同相输入端在芯片内固定为2.5V。作为电压给定信号，输出电压送到误差放大器的反相端。电阻跨接在反相端主要起一个调解电压的作用。

3.2.4 保护电路

为了使开关管电流过大，通过电压互感器将信号引入CS引脚起保护作用，其它的也是类似。

3.2.5 软启动

为了保证有充足的软启动时间，在SS引脚接入3.3μF的电容，VREF引脚使高精确度的5V电压基准信号。

4 实验结果

本文参数设计要求:输出直流电压Uin=48V，变压器原、副边的变比K=3，变压器漏感L1kg=40μH，变压器等效电感 Lm=500μH，超前、滞后桥臂并联电容Cs1=Cs2=Cs3=Cs4=1nF，辅助网络电容Ca1=Ca2=1nF，辅助网络电感La=300μH，输出箝位电容Co1=Co2=6μF，输出滤波电容Co=1mF，开关管1MBH60D(带寄生二极管)，功率二极管HFA25TB60，开关频率fs=20kHz。实验结果如图5所示。

图5(a)为开关管S1、S3驱动波形。S1、S4为斜对角两个开关管，其中开关管S1相位超前开关管S4，之间相差一个移相角，相移5μs;图5(b)是开关管S1的驱动及管压降波形说明其实现了软开关;图5(c)是带辅助网络75%全负载时，滞后桥臂开关管S3管压降和驱动波形。可见S3开通之前，其管压降Vds已降为零，能够较好的实现零电压开通。图5(d)为全负载，也即重载情况下，开关管S3驱动波形和变压器初级电流波形。由于实验中流过开关管S3不便测量，这里通过和变压器初级电流比较来分析开关管S3的零电流关断情况。由图可见，在S3关断之前，ipri已经反向，通过与S3的反并联二极管DS3流动，实现了S3的零电流关断。从图5(e)图中可以看出，辅助电容在开关管S3和S4开关过程中电压为 Vin，不参与工作。图6给出了效率实验的对比曲线可以看出，该实验电路的最高效率为94.4%，满负载时效率为93.2%。

图6 功率变换器的效率图

5 结论

实验表明，新型软开关DC/DC移相全桥变换器，能既能在较宽的负载范围内实现滞后桥臂的ZVS，也能快速降低环流电流，从而显著地减小变换器的环流损耗和开关损耗，提高变换器的工作效率。采用移相控制器UC3879，使该电源模块控制简单、方便、外围组件少，且具有软启动和逐周限流的功能。

［1］ 阮新波，严抑光.脉宽调制DC/DC全桥变换器的软开关技术［M］.北京:科学出版社，2001.

［2］ Guichao Hua，F C Lee，Milan M Jovanovic.An Improved Full-Bridge Zero-Voltage-Switched PWM Converter Using a Saturable Inductor［J］.IEEE Trans.on Power Electronics，1993，8(4):530－534.

［3］ KIM E S，JOE K Y，KYE M H，et al.An improved soft switching PWM FB DC/DC converter for reducing conduction loss［J］.IEEE Trans.on Power Electronics，1999，14(2):258－264.

［4］ CHO J G，SABATE J，HUA G，et al.Zero Voltage and Zero Current Switching Full-Bridge PW M Converter for High Power Application［C］.In IEEE PESC 94 Rec，1994:102－108.

［5］ CHO J G，JEONG C Y，LEE F C.Zero-voltage and zero-currents witching full bridge PWM converter using secondary active clamp ［J］.IEEE Trans.on Power Electronics，1998，13(4):601－607.

［6］ Texas Instruments公司.Phase Shift Resonant Controller.

［7］ 赵振民，岳云涛.一种基于UC3879控制的全桥软开关DC/DC变换［J］.电力电子技术，2005，39(3):107－110.