串联型逆变器锁相控制技术研究

齐海润,彭咏龙,李亚斌

(华北电力大学,河北 保定 071003)

0 引 言

在现代工业中,随着各种电子开关器件的不断发展,感应加热电源得到了更广泛的应用。在工程实际应用中,逆变侧负载是由感应器和被加热金属组成,可等效为电阻与电感相串联[1],逆变器无论应用于哪方面,加热时被加热金属的内部特性都会随温度不断变化,等效负载也会随之改变。为保证逆变器工作的高效可靠性,不管采用哪种类型的逆变电路,都要求逆变器槽路工作于谐振状态,即要求逆变器的输出电流或电压的频率与负载的固有谐振频率相同[2]。然而,负载的固有谐振频率是伴随着其在加热过程中工作状态的变化而改变的。为保证逆变器能工作在功率因数接近或等于l的准谐振或谐振状态,使电子开关器件实现ZCS或ZVS,提高逆变器工作效率,控制电路必须具有频率跟踪的功能。本文以串联型逆变器为研究对象,对采用定角控制实现频率跟踪进行了建模仿真。

1 串联型逆变器工作状态分析

串联型逆变器也称电压型逆变器,其结构如图1所示,经过整流电路后,得到的直流电压是脉动的,再由电容低通滤波使其变得平滑后送入逆变器,通过控制开关器件的导通与关断,得到槽路电压为近似方波。因为逆变电路的工作频率接近负载谐振频率,此时基波在电路中阻抗最小,所以槽路电流接近正弦波。为避免逆变器上、下桥臂的直通,必须遵循先关断后开通的原则,导通脉冲要窄于关断脉冲,即在上、下桥臂开关器件的导通脉冲之间,必须有一死区时间[3]。

图1 串联型逆变器主电路结构

2 定角控制的实现

2.1 锁相环原理

锁相环(PLL)模块是感应加热电源控制系统的核心,锁相环(PLL)一般由鉴相器PD(又称相位比较器PC)、低通滤波器LPF和压控振荡器VCO三部分组成。锁相环的结构框图如图2所示。

图2 锁相环结构框图

相位比较器的两个输入端中一端接外部输入信号Ui,另一端接来自压控振荡器VCO的输出信号U o,两信号相比较产生一个误差电压U c,U c大小与U i和Uo两个信号的相位差成正比,该误差电压通过低通滤波器得到平均电压U d,VCO输出频率的高低就由Ud决定。Ud不断变化,使VCO输出频率和输入频率之差越来越小,直到两频率达到一致,这时两信号的相位保持同步,从而达到锁相目的。

2.2 定角控制的逆变器实现频率跟踪方法

正常工作状态下,逆变器的工作频率总是接近于负载谐振频率。但由于负载的等效参数受其工作状态的影响不断变化,使逆变器工作时会偏离最佳工作点,这样不仅会增加功率开关器件的关断损耗,而且在一定的品质因数下,偏离谐振点越远时,负载等效阻抗也会越大,从而降低逆变器的工作效率,因此逆变器必须具有良好的频率跟踪能力[5]。

图3是采用锁相环电路实现频率自动跟踪和相角锁定的逆变控制原理框图。图4为锁相控制电路的仿真模型。在本例中的鉴相器是由CD4046中的PDI异或门实现。采集负载谐振电流i H作为鉴相器被锁定的输入信号,压控振荡器VCO的输出经分频后反馈到鉴相器,输入鉴相器的两信号通过相位比较后输出对应相位差的脉冲信号,经低通滤波器滤波,得到一个反映负载侧电压电流基波相移的直流电压。该电压与所设定的代表一定相角值的数值比较后,经过PI环节输出控制电压,调节压控振荡器的输出频率,从而达到频率自动跟踪的目的。

常用的CD4046锁相环的典型应用是二倍频[6],即VCO输出脉冲信号频率为鉴相器PDI输入信号频率的二倍,因此VCO输出信号需要加一个二分频环节。由于异或门鉴相器要求在相位差为0时,异或门的两个输入信号相位差90°,为保证异或门的输入条件,在VCO输出侧经过过零比较环节后转换成同频率、同相位的方波信号。该方波信号一路经反相后接入上升沿触发模块,作为触发脉冲信号,另一路则直接接入另一上升沿触发模块,作为触发脉冲信号,并将其反相输出反馈回两个触发模块的输入端,实现了D触发器的二分频功能,从而对VCO输出信号进行了二分频。两路分频环节相当于是对VCO过零比较后的方波信号一路是在上升沿到来时进行二分频,一路是下降沿到来时进行二分频,分频后的两路信号相位相差90°。逆变器实际工作时,信号采集、驱动电路以及功率开关器件的开通与关断都是有延时的,因此在反馈回路中需进行相位补偿,将分频后的其中一路经延时补偿环节返回鉴相器PDI的反馈端,另一路则经过脉冲分配、死区形成等环节后作为功率器件的驱动信号。通过控制功率开关器件通断来控制负载电压的频率和相位,使其随负载电流的频率和相位变化。利用此分频功能即可保证在负载电压电流零相位误差时,PDI异或门鉴相器输入相位差90°。

图3 逆变控制原理框图

图4 锁相电路仿真模型

3 试验结果

本论文以IGBT作为开关器件,以Matlab/Simulink为仿真工具,搭建了主电路和锁相电路的仿真模型。因为电压型逆变电路整流输出为一大容量的滤波电容,可以认为逆变器输入侧为一恒压源,所以在模型中采用直流电压进行仿真,设定值为400 V。由于逆变器刚开始工作时自激信号还很弱,还不能得到负载电流的准确相位,所以在锁相电路模型中加入了它自激转换电路,逆变器先工作于它激状态,当电流值达到设定值时电路转为自激。仿真结果如下：图5和图6分别为工作频率222.8 kHz和234.7 kHz时,稳定状态下负载电压和电流的仿真波形,前者的负载功率因数角为9.5°,后者的功率因数角为10.1°。图7为在2 ms时负载发生突变,负载固有谐振频率由234.7 k Hz跳变为222.8 k Hz。图8为作为压控振荡器输入的控制电压,由波形图看出,在锁相电路的调节下,负载电压和电流在2.7 ms达到锁定的定角状态。

图5 f=222.8 k Hz时,逆变器输出电压电流波形

图6 f=234.7 k Hz时,逆变器输出电压电流波形

图7 在2 ms负载突变时,逆变器输出电压电流波形

图8 VCO输入波形

4 结 论

通过对搭建的模型进行仿真,结果证明该定角控制的频率跟踪方法是可行的,能较好地实现负载工作状态变化时的频率跟踪,且跟踪快速准确,通过调整相角锁定值,即可方便地改变输出侧电压电流的相位关系。本论文中基于串联型逆变器的仿真模型保证了要求的小感性工作条件,逆变侧的功率器件也基本实现了软开关。

[1] 饶益花,赵立宏.感应加热电源逆变器锁相环控制电路的研究[J].工业加热,2004,33(6)：42-45.

[2] 李亚斌,彭咏龙,李和明.IGBT串联型逆变器定角控制的建模与仿真[J].华北电力大学学报,2005,32(1)：9-13.

[3] 潘天明.现代感应加热装置[M].北京：冶金工业出版社,1996.

[4] 李 贺,彭咏龙,李亚斌.分时控制MOSFET高频感应加热电源[J].通信电源技术,2008,25(5)：7-9.

[5] 张智娟,彭咏龙.定角控制高频MOSFET串联逆变器频率跟踪[J].工业加热,2004,33(4)：25-26.

[6] 时 矗.移相调功式IGBT超音频感应加热电源的研究[D].成都：西南交通大学,2004.