双电压环瞬时值反馈电压型逆变器研究

张延晶,亓迎川,王 杰,贾月颖

(1.空军雷达学院研究生管理大队,湖北 武汉 430019;2.空军雷达学院 5系,湖北 武汉 430019;3.河北博野中学,河北 保定 071300)

0 引 言

为了实际输出电压幅值的无静差跟踪,当前应用较多且技术比较成熟的是平均值反馈,即将逆变器正弦波输出通过取样整流为直流信号与给定的幅值信号比较,形成控制误差,再将这一误差调制到正弦信号上,形成交流控制信号,控制逆变器工作。它实际上是用直流控制的方法完成对交流输出的控制,其典型的控制是PI调节控制。这种控制方式优点是控制器设计有一套成熟的控制理论指导,调节器设计容易,但缺点是控制回路无法对波形质量进行校正,输出正弦波的波形质量完全取决于输出L-C滤波器的参数,在对波形质量要求较高时,输出L-C滤波器数值大,特别是在非线性负载条件下,由非线性负载带来的各次谐波成分完全反映在输出电压波形上,将使正弦波严重失真[1];随着逆变器并联、风能和太阳能等新能源发电并网技术的出现,人们对逆变器输出波形质量和实时调控特性要求越来越高[2],传统控制方法不能满足工作要求。为了解决这一问题,有学者提出了滞环跟踪瞬时值控制[3]、锁相跟踪瞬时值控制[4]、采用重复控制器的瞬时电压反馈控制等方法。这些控制方式在实际控制系统的设计上都有应用,但也还有一些问题需要解决,例如滞环跟踪瞬时值控制的一个缺点是逆变器工作频率不固定,给输出滤波器设计带来困难;锁相跟踪瞬时值控制的缺点是系统动态响应速度较慢、相位跟踪精度较低;重复控制瞬时值电压反馈控制的缺点是重复控制器的稳定性设计较困难,而且重复控制器的设计必须以牺牲跟踪精度换取系统的宽负载稳定范围[5]。本文在双闭环瞬时值控制结构的基础上,通过电压外环采用PR交流调节器,实现对系统基频率交流信号的适时跟踪和调控;内环在反馈通道上引入高通滤波器,可有效地抑制由死区和非线性负载引起的高次谐波[8],使LC滤波器的参数取值较小,输出波形正弦度较高。仿真和实验表明,该方案可实现对交流系统的实时调控和跟踪,有效提高对非线性负载的带载能力;对逆变器并联、并网具有实际应用价值。

1 理论分析

1.1 PR调节器设计

交流控制系统的输入为交流信号。交流控制系统实际上是将直流系统的工作频点从零频率点搬到某一频率点ω=ω0的控制系统[6,7]。PR交流调节器则是通过将PI调节器由旋转坐标系转换到静止坐标系得到,即：

G AC(s)为交流调节器传递函数;G DC(s)为直流调节器传递函数。

G DC的PI的传递函数为：

式中,k′p为比例系数;k i为增益系数。

将式(2)代入式(1)得PR交流调节器的传递函数：

式中 ,k p=2k′p;k i同式(2);ω0为交流系统工作频率或称为谐振频率。因此这种调节器称为P+resonant(简称PR)调节器。

式(3)是传统的PR调节器传递函数。其主要缺点是频带过窄,难以在实际中推广应用。为克服上述缺点,提出一种改进型PR调节器以直流调节器中叠加有高频成分,即：

式中 ,ωc为截止频率 ,且 ωc=ω0。

将式(4)代入式(1)得到改进的PR交流调节器的传递函数：

图1是式(5)的PR调节器伯德图,PR交流调节器在频率点ω0处有较大增益,实现了系统由零频率点向系统工作频率 ω0处的转移,对系统频率为 ω0的交流信号实现无误差跟踪和快速调节。

图1 ω0=400 Hz时,PR调节器的幅频曲线

1.2 高通滤波器设计

SPWM调制逆变器中,由死区和非线性负载引起的高次谐波的抑制,通常完全靠输出LC滤波器承担。理想情况下,LC滤波器的截止频率可以取在Nω0附近,因为频率调制比一般取值较大,故 LC滤波器的参数可取比较小的值,但实际上为了抑制由死区和非线性负载带来的各次谐波,以保证输出电压的正弦度,LC滤波器的截止频率只能取5～10倍左右。增大了L、C参数,对于单相逆变器通常还要设置三次谐波陷波电路。为了减少低次谐波,设计了一种高通滤波器。利用滤波器输出的高次谐波加入抑制环节消除逆变器输出谐波。图2(a)是电路结构图。为此设计高通滤波器的下限频率为2ω0。本文中设计系统交流工作频率为400 Hz,则高通滤波器的下限频率为800 Hz,高通滤波器的传递函数为：

图2(b)是式(6)的幅频特性曲线(ω0=400 Hz)。由图可知,它对低频信号的抑制能力较强。

图2 高通滤波器结构和幅频特征

2 系统建模与分析

由图2(a)得到系统的控制框图如图3所示。

图3 系统控制原理图

由图3得到：

令：

在理想情况下,D 1(s)=1、D 2(s)=0时,输出电压U0可实现无误差的完全跟踪U R,且具有抗负载电流扰动的能力。实际系统中,U R为单一基频参考信号,G AC(ω0)→∞、H PS(ω0)≈0、L 和C 的值很小,使得D1(jω0)≈1 、D2(jω0)≈0,实现了对参考基频 ω0信号的无误差跟踪。但负载电流I R中还含有谐波分量,G AC(jnω0)≈0会使D2(jnω0)值较大,引起输出电压的谐波畸变。通过引入高通滤波器 H PS(jnω0)≥30 dB,使D 2(jnω0)≈0;抑制负载谐波电流引起的输出电压谐波畸变,提高系统对非线性负载的适应能力,系统既实现了零稳态误差输出,也提高了谐波抑制能力。

3 仿真和实验分析

以115 V/400 Hz,1.5 k W单相逆变器为仿真和实验对象,运用MATLAB/SIMULINK软件进行仿真,利用TI公司DSP芯片TMS320LF2407A实现调节器和高通滤波器的数字化,并通过实验对上述方案进行验证;其中 k p=6、k i=100、ωc=5 rad/s,取 LC 滤波器的截止频率为3 600 Hz,滤波电感电容取值分别为L=0.5 mH 、C=4μF;采用SPWM 进行控制,载波频率 fc=16 k Hz,采样频率 ft=20 k Hz,输入电压170 V。

仿真和实验波形如图4和图5所示,仿真和实验结果一致,线性负载情况下,实现了对交流参考信号的良好跟踪,输出波形质量较高。在非线性负载情况下,稳态误差略大,但与传统控制方法相比有很大改善。对于线性、非线性负载,该方案均具有优良的输出波形质量和良好的控制效果,证明该理论的正确性和该方案的合理性。

4 结 论

本文提出的双环瞬时值新型控制方法通过引入PR交流调节器进行交流系统的直接调控,改进了传统的采用直流方法对交流系统的调控,取得了良好的调控效果;通过反馈通道引入高通滤波器提高了系统的谐波抑制能力,减小了滤波器的体积;通过仿真和实验表明：线性和非线性负载情况下,输出波形都具较高质量。该方案简单实用,对逆变器并联、新能源并网技术具有较强的实际应用价值。

图4 仿真波形图

图5 实验波形图

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