IPM自举分析与研究

中山职业技术学院 李 勇 李园园

IPM（智能功率模块）是一种先进的功率开关器件，具有GTR 高电流密度、低饱和电压和耐高压的优点，以及MOSFET 高输入阻抗、高开关频率和低驱动功率的优点[1]。应用领域较为广泛，囊括了电力、工业、家电、新能源等各类领域。在未来，随着节能环保意识的加强和技术的不断开发和提升，IPM 模块将发挥越来越重要的作用，成为新能源、智能工厂等领域的关键技术之一[2]。本文以三菱第五代IPM 为例，详细研究了IPM 模块自举电路的关键要素。

1 自举电路的工作

自举电路由一个自举二极管，一个自举电容和一个限流电阻组成。如图1所示，其使用自举电容作为驱动P 侧IGBT 和MOSFET 的控制电源。自举电容提供P 侧器件开通时栅极充电所需电荷，并提供P 侧驱动IC 中逻辑电路消耗的电流[3]。如图2所示，由于采用自举电容代替隔离电源，其供电能力是受到限制的。所以，利用自举电路实现的浮动电源只适用于如DIPIPM 这样对电源电流要求较小的器件。

图2 自举电路电路图

逆变过程中当输出端（U/V/W）电位会拉低到GND 附近时，N 侧15V 的控制电源会通过限流电阻和自举二极管对自举电容充电。但由于开关序列，自举电容容量，限流电阻等限制使自举电容可能不能完全充电。充电不完全将导致的自举电容欠压，进而使模块工作进入欠压保护状态。由于驱动电压降低，P 侧器件的功率损耗将增加直至进入欠压保护而停止开关。所以，在自举电路设计时应做充分的考虑和评估。

2 初始化充电

系统上电时自举电容电压为0V，或者经历一段停止状态（1s）自举电容电压可能会降至欠压保护触发值之下，这些情况下就需要在运行前对自举电容进行初始化充电。一般情况下，可以通过开通所有N 侧IGBT 实现自举电容充电，如图3所示。当外部负载（如电机）连在DIPIPM 时，由于所有的输出端子会通过电机内部导线接地，自举电容充电只需开通一相N 侧IGBT。但充电效率将会受到一些因素（如电机内阻）的影响（如图4所示）。

图3 初始化充电路径

图4 单相导通时充电路径

自举电容充电有两种方式，一种是通过单个长脉冲实现，如图5所示；另一种是通过多个短脉冲实现，如图6所示。多脉冲方式应用于有控制电源容量，自举二极管正向电流尖峰，限流电阻的额定功率等限制的情况下，在初始化充电过程中足够长的脉冲是必须的。

图5 单个脉冲充电时的波形

图6 多脉冲充电时的波形

2.1 初始化充电时间

初始化充电时间取决于自举电容的电容量，自举二极管正向压降和限流电阻阻值。粗略的充电时间常数可以通过自举电容值和限流电阻值计算得到[4]。以三菱第5代超小型DIPIPM PS219C3（10A/600V）为例，集成自举二极管和限流电阻（100Ω），如图1所示。条件：自举电容值=22μF或100μF，VD=15V。

由以上数据可知，时间常数：τ=C×R=22μF×100Ω=2.2ms，可知2.2ms 内自举电容充电并不能达到饱和（约达60%）。要使充电达到饱和，需要6倍于时间常数的时间[5]。由于充电路径中N 侧IGBT（VCE（sat））和自举二极管（VF）产生的压降，BSC 饱和电压将低于控制电压VD1.2V 左右，如图3所示。

初始化充电需要持续到自举电容电压超过推荐的最小电源电压13V。考虑到从充电结束到逆变器工作之间的电压下降，初始化充电的电压值应越高越好[6]。

2.2 停止动作时的电压下降

停止运行时，自举电容的电压会逐渐降低。下降速率可以通过自举电容值C 和P 侧控制IC 的稳态电流IDB 估算得到：

电压降ΔV=IDB×t/C，式中t为未充电时间，当停止状态持续较长时间，VDB将降至13V 以下（VDB 推荐最小值）。开始运行之前需要重新对自举电容器充电。

3 运行时充电

在PWM 信号（如三相调制正弦波控制信号）下的逆变操作中，自举电容上的电荷将被电路电流（如：P 侧IGBT 驱动）消耗掉。P 侧的IGBT 关断后，在N 侧IGBT 的开通或N 侧FWDi 续流期间，输出端（U/V/W）电位将降至GND 附近。如果此时自举电容电压VDB低于控制电源电压（15V），自举电容会通过自举二极管再次充电。由于自举二极管的开通，实际上当VDB低于N 侧控制电源电压（15V）0.6V 时，充电就开始了。

由于输出端电位是随电机电流的流向（即电流流进的N 侧IGBT 或续流二极管FWDi）变化的，所以自举电容电压VDB是以输出端电位为基准的。所以当N 侧IGBT 或续流二极管导通时自举电容不是一直处在充电状态。

在模式1中，输出端电位（自举电容的参考电位）是由正向电压值VEC（i）决定的；在模式2中，输出端电位是由IGBT 饱和压降VCEsat（i）和旁路电阻压降Rxi共同决定的，如下：

模式1：输出端电位=GND（0V）-VEC（i）＜0V

模式2：输出端电位=GND（0V）+VCEsat（i）+Rxi＞0V

由于VDB（自举电容存储电荷引起的电压）是以输出端电位为基准，所以自举电容上端的电位VBSC 计算公式如下：

模式1：VBSC=VDB-VEC（i）

模式2：VBSC=VDB+VCEsat（i）+Rxi

当VBSC 与控制电源电压15V 相差0.6V 或以上时，自举二极管导通，充电开始。由此可见，自举电容开始充电时的电压VDB计算方式如下：

模式1：5-VBSC≥0.6，15+VEC（i）-0.6≥VDB

模式2：15-VBSC≥0.6，15-VCEsat（i）-Rxi-0.6≥VDB

4 充电元件选型

4.1 自举电容器电容值的估算方法

由于自举电容的充电状态随条件变化，难以估算一个绝对的VDB值（自举电容电压）。但在不考虑模式2充电的情况下，可以粗略估算VDB的变换范围。以下条件为例：VD=15V，fc=15kHz，Io=5A（峰值），fo=60Hz，BSC=4.7μF。

如上述提到的，充电主要发生在电流为正的阶段。电压下降的时间为输出电流周期的60%，这期间的电压降等于此条件下的纹波电压。

纹波电压可以通过电路消耗电流、下降时间和自举电容值估算：电压降ΔV=下降阶段消耗电荷量/自举电容容值。

消耗电荷的计算公式如下：消耗电荷量=电路消耗电流值×输出电流周期×60%；纹波电压估算如下：电压降V=610A16.6ms/4.7μF=1.3V。当VDB的纹波电压范围在2Vp-p 以内。在选取自举电容值时，要综合考虑使用条件、电容耐受性、电容的温度特性、直流偏压和寿命等相关因素。运行过程中，自举电容电压的最小值应高于上桥控制电源电压VDB的最小推荐值13V。一般条件下，可以按照电压降1V 计算的电容典型值的2～3倍选取电容。在上述情况中，若电容典型值为5.6μF，纹波电压典型值为1V。若电容值为10～15μF(5.6μF 的2～3倍），纹波电压将更接近理想值。

自举电容主要采用电解电容器。近年来，大容量的陶瓷电容器也开始被采用。但应用于直流电压时，电解电容器的直流偏压特性与陶瓷电容器大不相同。在应用于直流15V 电压时，有些陶瓷电容器的容量会在额定值的基础上下降30%。

4.2 限流电阻的选择

选择合适的限流电阻需要考虑15V 控制电源的供电能力、自举二极管的正向浪涌电流、充电初期限流电阻的额定功率。限流电阻值也会影响到逆变器运转过程中的充电效率。由于充电电流依赖于15V 的控制电源电压和自举电容电压VDB之差。在保持充电电流大小不变的情况下，VDB的大小跟随限流电阻大小变化而变化。综上所述，应在多种条件下进行评估，使运行过程中自举电容电压的最小值保持在控制电源电压的推荐最小值13V 以上。