面向无线传能的磁耦合通信射频链路解耦设计

谢 孟，向乾尹，魏清新，邓红梅，杜 娟，马红波

(1.北京机电工程研究所，北京 100074；2.西南交通大学 信息科学与技术学院，四川 成都 611756)

0 引言

磁耦合无线电能传输技术是一种利用磁感应实现近距离非接触电能传递技术,具有安全、可靠、便捷、灵活、非接触和环境适应性强等特点,有效避免了传统供电连线因接插件磨损和老化带来的电火花、漏电和接触不良等问题,同时避免了供电界面的物理破坏,近年来在电动汽车充电、植入式医疗装置供电、家用电器和3C产品等领域得到应用[1-3]。当前,高功率磁耦合无线电能传输技术正在装备制造领域得到应用发展[4],为水下航行器、运载装备无线充电、飞行器脐带电缆、卫星太阳翼驱动(Solar Array Drive Assembly,SADA)机构等“水”“陆”“空”“天”装备领域带来颠覆传统的非接触式供电架构,极大地提升了系统的可靠性和灵活性。同时,这些应用场景存在复杂的主次侧反馈、状态监测、保密信息和控制指令等数据传输,必须具备宽带、可靠、保密的数据传输功能,迫切需要实现高功率磁耦合无线电能传输场景下的宽带磁耦合通信技术[5-6]。传统远场通信极易受到干扰,且保密性差[7-8],而基于电磁感应进行的短距离无辐射近场通信,具有很多不同于传统远场辐射通信的优点,例如可进行空分复用、抗干扰性能强、功耗小、保密性高、成本低[9]。基于这些优点,近场磁通信在许多方面都有着广泛应用[10-12]。

无线供电场景的磁通信可分为“电能信号直接调制方法”“高频注入式通信”“独立耦合通信”三种。“电能信号直接调制方法”[13-14]直接对传能信号进行调制,其通信频谱与传能频谱重合。这种方法主要适用于低功率或是低速应用场景,不适用于高功率无线传能场景的宽带磁耦合通信[15-17]。“高频注入式通信”将通信信号通过耦合方式注入到电能信号上,通信与传能共用同一副天线,但通信信号载波频率较高,其频段与传能信号频率相互独立,从而能对能量和信息进行更有效的分别处理。通信与传能共用一副天线会限制通信带宽,所以“高频注入式通信”方案难以调和高速通信和大功率传能的矛盾[18]。“独立耦合通信”则是采用独立的磁耦合通道,传能与通信频段独立,这样不仅可以提升通信带宽,还为通信链路的设计带来了新的自由度。此方式又可分为共口径和非共口径。非共口径的缺点是应用面积大[19],但是其隔离度好。共口径则反之。同时,耦合天线的距径较大时,其耦合系数低,也将限制通信带宽[20],如何提升强低频信号与弱高频信号之间的隔离度,同时提升磁耦合通信的射频带宽是当前面临的挑战。

为了满足复杂场景下的电能数据协同传输需求且降低天线尺寸,本文选择在DD天线的基础之上使用共口径方式,将无线电能信号和数据信号协同传输。研究磁耦合射频前端进行天线、滤波一体化设计理论,给出了天线滤波一体化系统解耦链路的设计原理,解决了传统磁通信窄带和匹配问题以及解耦问题,为电能传输系统构建了可靠的磁耦合通信射频链路。

1 设计与仿真

1.1 磁耦合无线传能与通信系统架构

为解决数电同传时传能与通信对阻抗、频段、自感以及功率需求不同的问题,采用独立、共口径的传能与通信线圈。电能和数据协同传输系统如图1所示。其中TXP为传能发射端,RXP为传能接收端,TR1和TR2分别为通信的两端口。由于通信线圈具有较强的自感,其互耦系统必须通过匹配网络形成滤波天线一体化系统设计。

图1 电能和数据协同传输系统Fig.1 Power and data simultaneous transmission system

本文通过采用DD型通信线圈与传能线圈实现空域解耦,并利用滤波天线一体化设计,提升了通信链路通带阻抗匹配特性和带外抑制能力,增强了与传能线圈的频域解耦。接下来将从天线设计理论、解耦实现原理以及馈电网络设计与仿真等方面进行详细阐述。

1.2 天线的解耦设计

1.2.1 DD天线设计

数电同传时影响信号传输速率最关键的因素之一是传能链路对数据链路的干扰,所以如何抗干扰是提升通信速率的关键。天线部分选用DD天线与普通商用圆形传能天线进行共口径空域隔离,其绕线方式、磁力线分布及感应电流方向如图2(a)所示。本文采用矩形DD线圈与传能线圈进行隔离,如图2(b)所示,其中DD线圈的长(2l2)为200 mm、宽(l1)也为200 mm,导线半径(rw)为0.5 mm,互耦系统间距(d0)为3 cm。DD线圈相当于反串联的2个线圈[20],当传能线圈在DD线圈中产生相同方向的感应电流时,由于DD线圈是反串联的关系,所以产生的感应电流相互抵消,从而达到解耦的目的[21]。

(a)DD线圈的磁场分布和被激励的感应电流方向

(b)采用DD线圈的系统架构

由谐振网络理论可知,当通信线圈耦合系数k越大时,整个射频带宽越宽[22],但是首先需要确定如何选取线圈参数才能使得耦合系数在约束条件下达到最大。

DD线圈相当于反串联的2个子线圈,图3给出了用于计算各参数的子矩形线圈耦合对。矩形线圈的自感(Lsc)[23]公式可由式(1)给出:

(1)

图3 一般矩形线圈耦合对Fig.3 Coupling pair of general rectangular coil

式中:μ0为空气磁导率,N为匝数,l2、l1分别为DD子线圈的长、宽,rw为导线半径。

计算不同子线圈互感需分别计算其每对平行线互感的代数和[24],式(2)给出了计算两平行导线之间的互感(Mp)[25-26]:

(2)

(3)

所以DD线圈的自感(LDD)可由式(4)得出:

LDD=2(Lsc+Msc)。

(4)

进一步计算DD线圈的互感,可将DD耦合对分为面向子线圈和非面向子线圈,再分别计算它们的互感值Msc1和Msc2,假设线圈正对无水平方向移位,即x=l2,如式(5)和式(6)所示:

(5)

(6)

MDD=2(Msc1+Msc2)。

(7)

所以本文使用的DD线圈耦合系数(km)为:

(8)

利用上述理论计算公式可知,当DD线圈的面积、导线半径及耦合距离固定时,线圈的自感和互感与N2均成正比关系,增加线圈的匝数不会使k明显增大,但自感随匝数平方而增大,而天线频段在30 MHz内,若自感太大,自谐振频率太低,不利于耦合谐振电路设计,所以选择N=1。图4给出了耦合系数与面积及耦合距离的关系,当耦合面积越大、耦合距离越小时耦合系数越大。本文的典型应用场景天线外形尺寸l1=2l2=200 mm,匝数N=1,导线半径rw=0.5 mm,天线间距d0=30 mm,可得LDD=1.13 μH,MDD=0.2 μH,km=0.176。

(a)耦合系数与面积的关系

(b)耦合系数与距离的关系

1.2.2 DD天线制作与测试

图5(a)为实际使用利兹线绕制的DD天线,将其固定于亚克力板上,与传能天线分置0.5 mm厚的亚克力板上下面,形成图2(b)的耦合结构。利用矢量网络分析仪测试,通过其阻抗曲线计算得到其在30 MHz内的自感为1.498 μH、互感为0.262 μH、耦合系数为0.147,如图5(b)所示。可以看到,测试结果和理论计算值接近,其误差主要是由于天线馈电端口会留出一定距离用于焊接接头以及手工绕制的偏差。

(a)DD线圈实物

(b)阻抗耦合特性

在50 Ω端口阻抗下30 mm间距的通信DD天线和传能天线耦合机构的空域隔离特性如图6所示。在30 MHz内隔离度都在30 dB以上,说明DD线圈的空域解耦效果良好。

图6 实测传能天线与通信DD天线的空域隔离特性Fig.6 Measured spatial isolation characteristics of power antenna and communication DD antenna

1.3 滤波网络设计

1.3.1 设计理论

由于线圈天线之间为变压器耦合,其自身电感量大,无法和50 Ω的射频通信端口直接匹配,造成回波信号大,射频信号无法有效发射。本文采用滤波网络的方式对磁耦合通道进行设计,降低其带内反射和传输衰减。LC谐振网络的耦合模型[22]如图7所示,其偶模谐振频率fe和奇模谐振频率fo的计算如式(9)、式(10)所示,其耦合系数k12如式(11)所示。基于上文实测的参数,设置L1=1.498 μH为发射和接受线圈自感、Lm=0.26 μH为互感。为了在15 MHz处实现谐振通带,设置C1=100 pF。由式(11)可得二阶谐振网络的耦合系数k12等于DD线圈耦合系数0.174。

图7 LC耦合模型Fig.7 LC coupled model

(9)

(10)

(11)

图8给出了所需要设计谐振网络的拓扑结构,S为源端,L为负载端,1和2表示产生谐振的2个谐振器,谐振器1和2之间的耦合系数为上文测得的DD天线耦合系数。

图8 谐振网络滤波器拓扑结构Fig.8 Filter topology of resonant network

根据滤波网络综合理论,确定耦合系数后,由式(12)可知,为了得到较大的通带带宽(ABW),其耦合系数原型参数M12应越小越好,本文采用式(14)的耦合矩阵来定义滤波器响应,其在15 MHz中心频率处可获得4.2 MHz的-3 dB带宽,使用M矩阵计算得到的磁耦合通道散射参数如图9所示。进一步,网络外部品质因数Qe可由式(13)计算出其需求值为7.076,这是硬件电路馈电网络需要实现的设计目标[27]。

(12)

图9 由M矩阵推导的S参数Fig.9 S parameters derived from M matrix

(13)

(14)

1.3.2 馈电网络设计及仿真

在图7所示的LC耦合模型的基础之上,本设计采用图10所示的LC结构实现对磁耦合链路,其中传能与通信线圈天线采用矢网测试得到的4端口散射参数约束仿真,电容C2=330 pF,电容C3=220 pF,电感L2=0.68 μH。

图10 二阶耦合谐振网络的LC电路Fig.10 LC circuit of second-order coupled resonant network

为了能更好地抑制传能装置泄露的能量,本文进一步设计了工作在传能频点的带阻滤波器,增强磁耦合通道的频域隔离,其中Ln1=Ln2=6.8 μH,Cn=68 nF,Cnf=2.2 nF为低频隔离电容,提升与传能线圈的频域隔离度。图11给出了基于回波群时延仿真得到的Qe曲线[22],在中心频率15 MHz时Qe=7.67,所设计的参数符合设计需求。

图11 仿真外部品质因数Qe曲线Fig.11 Simulated Qe curve

仿真得到的带内响应特性如图12所示,本文设计的二阶耦合谐振网络,仿真得到其通带中心频率为fc=15 MHz,ABW-3dB=4.2 MHz,带内回波损耗大于15 dB,带内平坦度、匹配性能及带外抑制能力得到明显提升。而图7所示未进行匹配的单电容网络带内回波抑制仅为5 dB,通带带宽和匹配特性均较差,验证了本文所提设计方法的有效性。

图12 二阶耦合谐振网络传输特性与单电容谐振网络传输特性对比Fig.12 Comparison of the transmission characteristicsof the second-order coupled resonant networkand the single capacitor resonant network

图13所示为仿真的图10结构中传能线圈到通信链路的传递特性,带阻滤波器在传能工作频点167 kHz产生了明显的陷波能力。

图13 传能与通信的频域隔离特性仿真结果对比Fig.13 Comparison of simulation results of frequencydomain isolation characteristics between power and communication

2 测量

2.1 滤波天线的通带测量

采用FR4板(厚度h=1.2 mm,介电常数εr=4.6,损耗tanθ=0.019)对滤波馈电网络进行了加工,如图14(a)所示。将PCB板后接于DD天线端口,通过矢量网络分析仪测量并验证其传输特性,图14(b)为磁耦合通信链路的传递特性测试结果。在中心频率14.8 MHz实现了4 MHz的-3 dB通带带宽,符合设计预期。

(a)电路板实物

(b)实测的S参数

2.2 磁耦合通信系统的信号测量

对于频域的解耦测试,硬件实验平台如图15所示。传能模块输入48 V,输出12 V/1.2 A,传能耦合距离为40 mm,通信耦合距离为30 mm。开启负载和电源后,采用频谱仪在通信链路射频端口检测167 kHz附近的干扰谱。

图15 硬件实验平台Fig.15 Hardware experiment platform

DD线圈(蓝线)和DD线圈加载滤波馈电网络后(橙线)的传能信号接收谱,如图16所示。在DD线圈测试时,为了保护仪器,接入了30 dB大功率衰减器。可见在167 kHz频点处DD线圈接收到的实际干扰功率谱密度为5 dBm/Hz,当加入滤波馈电网络后在167 kHz频点处通信线圈接收到的干扰为-80 dBm/Hz。测试表明,该解耦天线系统相比DD线圈天线对传能信号提高了85 dB的抑制能力,进一步说明滤波网络的设计对解耦需求的重要性,这对于提升通信链路传输性能也具有重要意义。

图16 磁耦合通信链路接收到的传能信号谱Fig.16 Power transmission signal spectrum received by magnetic coupling communication link

3 结束语

本文基于DD线圈和二阶谐振网络理论,完成了天线与滤波馈电网络协同设计;给出了耦合系数及其馈电网络外部品质因数对带宽的影响,实现了磁耦合无线电能、数据协同传输的强低频传能信号和弱高频通信信号在空域和频域的解耦,提升了通信链路的抗干扰能力。测试表明,在传能频点处提升了85 dB的抑制能力,在中心频率14.8 MHz处不仅扩展了通信带宽、还增强了带外抑制能力,说明本文采用的设计方法是可行且有效的。