用于5G智能手机的宽带高隔离度MIMO天线

姚 婷，杨雪霞

(上海大学 通信与信息工程学院，上海 200444)

0 引言

第五代移动通信(5G)已正式投入商用,其主要特征之一是信息的大容量和高速率传输[1]。作为5G的关键技术之一,多输入多输出(Multiple-Input Multiple-Output,MIMO)技术能够在不增加频谱资源的情况下线性提升天线系统的信道容量和数据传输速率[2],但需在终端内部放置多个天线单元以支持该技术。然而,随着终端设备向小型化发展,留给天线的空间越来越有限,而天线数量的增加需要单元紧密排列,由此引发的强互耦会影响天线性能。最初5G手机天线的研究主要集中在3.4～3.6 GHz[3-5]频段,其带宽有限。随着5G在全球的部署,需要手机天线能够覆盖5G NR的所有频段:n77(3.3～4.2 GHz)、n78(3.3～3.8 GHz)、n79(4.4～5.0 GHz)及LTE band 46(5.150～5.925 GHz)。因此,对5G手机MIMO天线提出了小型化、宽频段和高隔离度的要求。

5G手机MIMO天线的传统设计方案是直接在电路板不同区域放置4～8个独立天线单元,然后采用增大单元间距[6]或增加去耦结构等方法提高隔离度,包括蚀刻缺陷地[7]、加载中和线[8]、集总元件[9]或接地枝节[10-11]等。但该方案的MIMO天线系统整体占用空间较大。近年提出了一种新方案,将2个间隔很近或共用辐射体的天线单元集成为一个双单元模块,并通过对称放置4个天线对形成8元MIMO阵列[12-18]。该方案的MIMO天线系统结构紧凑,能够提高空间利用率,但难点在于如何消除天线对两端口间的互耦。文献[13]提出了一种由2个极化正交的单极子和偶极子天线构成的双单元模块,隔离度高于17 dB;文献[14]提出了一种基于差/共模对消理论的共用辐射体自去耦天线对,隔离度高于11.5 dB;文献[15-16]均提出了通过加载集总元件去耦的天线对,隔离度高于11 dB。上述文献在提高隔离度的同时有效降低了MIMO天线系统的整体尺寸,但都工作于窄带。文献[17～18]提出了2种宽带解耦的天线对,但尺寸都较大。

基于上述状况,本文提出了一种用于5G智能手机的宽带高隔离度双单元天线对及其构成的8元MIMO阵列。该天线能够在宽频段内实现高的隔离度,同时结构紧凑、效率高,且包络相关系数(Envelope Correlation Coefficient,ECC)低,对未来5G智能手机MIMO天线设计具有应用价值。

1 天线对结构和工作原理

1.1 天线对基本结构

双单元天线对在手机上的位置如图1所示,系统电路板尺寸为150 mm×75 mm,其侧边框高度为6 mm,边框与电路板的材料均采用厚度为0.8 mm的FR4介质基板(εr=4.4,tanδ=0.002)。接地板位于电路板下表面,且与侧边框之间有1.5 mm的地板净空。图2为双单元天线对具体结构,图2(a)是天线对的三维图,天线对由2个直接馈电的倒L型单极子、一个类“π”型接地枝节和一个L型寄生枝节组成。倒L型单极子和类“π”型接地枝节印刷在侧边框内表面和电路板上表面,前者通过50 Ω微带线直接馈电,后者通过邻近耦合馈电的方式被激励。L型寄生枝节印刷在侧边框外表面和电路板下表面,通过金属化过孔与内表面的类“π”型枝节连接。天线对中2个单元共用接地枝节和寄生枝节,因此边到边的距离为零,其尺寸为26.8 mm×6 mm(0.29λ0×0.07λ0,λ0为3.3 GHz的自由空间波长),天线对详细结构如图2(b)所示。图2(c)为天线对俯视图,类“π”型枝节的2个接地分支在平行于接地面方向上由一条弯曲交指缝隙相连。

图1 天线对在手机中的位置Fig.1 Location of the antenna pair in the smartphone

图2 双单元天线对结构

1.2 天线对的宽带工作原理

图3为宽带双单元天线对的具体设计过程,参考天线Ant 1为直接馈电的倒L型单极子,由50 Ω微带馈线和枝节ABC构成,在其基础上增加耦合短路带DEFG形成参考天线Ant 2,再增加调谐枝节FH形成了天线单元Ant 3。Ant 3为耦合馈电的倒F天线(IFA),通过改变枝节BC长度及耦合缝隙宽度s1可以调节阻抗匹配。最后由2个镜像对称的Ant 3单元以边到边零间距放置形成了宽带的双单元天线对初始结构,记为Case 1。

图3 宽带双单元天线对的设计过程Fig.3 Design process of the broadband antenna pair

图4为天线单元Ant 3与参考天线Ant 1、Ant 2的反射系数对比。当只有倒L型单极子(Ant 1)时,在5.5 GHz附近处有一个高频谐振点,增加耦合短路枝节后,Ant 2在3.8 GHz处增加了一个低频谐振点,并且由于枝节间的耦合作用,原来的高频谐振点受到影响,往低频移动至4.8 GHz附近,2个谐振模式接近,达到了宽带谐振的效果。在短路枝节DEFG左侧延伸出一段调谐枝节FH进一步改善了阻抗匹配,谐振程度加深,低频阻抗带宽变宽。图5为天线对Case 1的仿真S参数。

图4 Ant 1、Ant 2与Ant 3的S11Fig.4 S11 of Ant 1、Ant 2 and Ant 3

图5 天线对Case 1的仿真S参数Fig.5 Simulated S parameters of Case 1

由图5可以看出,2个端口的-6 dB阻抗带宽均能够覆盖3.3～6.0 GHz,相比于单元Ant 3,天线对Case 1的反射系数低频截止频率往高频移动了约0.3 GHz,主要是由于端口1、2距离太近产生的互耦影响。此外,在不增加任何去耦结构情况下,两端口间隔离度|S21|高于10 dB,满足手机天线的基本要求。

1.3 天线对的高隔离度工作原理

天线对Case 1的自去耦特性可以通过差/共模对消理论[14]分析。文献[14]提出了一种模式对消理论,证明了对称互易双端口天线的隔离度与其差模(Differential Mode,DM)和共模(Common Mode,CM)反射系数之间存在等量关系,即差、共模反射系数差值越小,双单元天线对的隔离度越高,当二者相等,差值为零时,天线对两端口的隔离度无穷大。

图6给出了天线对Case 1在不同激励下的矢量电流分布。图6(a)为两端口激励等幅同相信号(CM)的电流分布,即共模电流(ICM),图6(b)为两端口激励等幅反相信号(DM)的电流分布,即差模电流(IDM)。由图6(c)可以看出当端口1激励且端口2接50 Ω匹配负载时,其电流分布(I1)可看成共模和差模电流相加:

图6 Case 1不同情况下的矢量电流分布Fig.6 Vector current distribution of Case 1

I1=|ICM+IDM|。

(1)

图6(d)显示了当端口2激励且端口1接50 Ω匹配负载时,其电流分布(I2)可以看成共模和差模电流相减:

I2=|ICM-IDM|。

(2)

因此,当共模、差模电流相等时,非激励端口上产生的电流相互抵消,两端口可实现理想隔离效果。

为了进一步提高双单元天线对的隔离度,采用加载电容的方法去耦,结构演进过程如图7所示。图7(a)Case 2的“π”型枝节中心位置处通过金属化过孔与边框外侧的L形寄生枝节相连,该枝节沿侧边框外表面往电路板下表面折叠延伸,末端通过0.1 pF的电容1与接地板相连,其电容值大小用C1表示,低频处形成了一个LC谐振回路。其仿真S参数如图8(a)所示,隔离度S21曲线在3.2 GHz处多了一个凹陷点,此处隔离度能达到30 dB,通过改变C1大小能调节凹陷点的频率,显著改善了天线对的低频隔离度。

图7 天线对结构演进过程Fig.7 Evolution process of the antenna pair

图8 天线对演进过程的S参数Fig.8 The S parameter of antenna pair evolution process

图7(b)Case 3中“π”型枝节的2个接地分支通过0.15 pF的电容2连接,其电容值大小用C2表示,结构中间形成了一个串联谐振回路,电流流经此处会被短路。其仿真S参数如图8(b)所示,可以看出加上电容2后,隔离度S21曲线在中心频点4.9 GHz处增加了一个凹陷点,该点的隔离度从10 dB提高到40 dB,显著提高了中高频段隔离度。考虑到加工测试时电容元件会增加损耗,影响天线效率,因此将电容1和2分别用0.2 mm的直缝隙和0.1 mm的交指型缝隙替代,形成了Case 4,结构如图7(c)所示。其仿真S参数如图8(c)所示,可以看出,用分布式电容代替电容元件1和2后,去耦效果不受影响,其两端口的反射系数和隔离度与Case 3基本一致。

由于演进过程中增加的去耦设计,天线对反射系数往高频偏移,为了降低其低频截止频率,在“π”型枝节两末端分别增加一段弯曲短枝节,形成了最后的天线对Case 5,结构如图7(d)。其仿真S参数如图8(d)所示,-6 dB带宽能够覆盖整个3.3～6.5 GHz频段,带内隔离度高于11 dB,在中高频段(4.5～6.5 GHz)隔离度高于15 dB,中心频点4.9 GHz处峰值隔离度能够达到40 dB,实现了高隔离性能。

天线对Case 5中心频点处的高隔离度特性可以通过图9(a)所示的4.9 GHz处矢量电流分布来解释。从图9(a)可以看出,加载交指缝隙后,天线对中间处形成了一个串联谐振回路。当激励端口1时,流向端口2的电流在交指缝隙处被短路,电流直接流回端口1,不再流向端口2,起到了隔离两端口的作用。图9(b)为Case 5的差、共模反射系数的Smith圆图,可以通过2条曲线在圆图上的间距来表征二者的差。如图9(b)所示,在4.9 GHz处,2条曲线几乎重合,根据前文提到的差/共模理论可以说明在该频点处,天线对具有高隔离和良好的匹配特性。

图9 Case 5部分仿真结果Fig.9 Some simulation results of Case 5

2 8元MIMO天线阵列设计

基于上文提出的双单元天线对,在手机两侧边框内表面对称放置4个该结构,形成了8元MIMO天线阵列,结构如图10所示。由于天线对1、2与天线对3、4关于电路板短边中心对称,下文只对天线对1、2进行讨论。同一侧两天线对边到边的距离为36 mm(0.39λ0),端口2、3距离较近,耦合较强。为了提高端口2、3的隔离度,在两端口间的接地面上蚀刻矩形缝隙,通过改变缝隙长度ls可以调节去耦效果。图11对比了蚀刻不同缝隙长度ls下的S23,可以看出,随着ls增加,端口2、3中心频点处的隔离度逐渐改善,到ls=10 mm时,|S23|显著提高至15 dB以上。与未蚀刻矩形缝隙去耦结构对比,蚀刻缝隙后,端口2、3的隔离度得到明显提高。

(a)3D图

(b)俯视图

图11 S23随缝隙长度ls变化Fig.11 Simulated S23 with different ls

3 结果与分析

为验证所提出的宽带高隔离度双单元天线对及8元MIMO天线阵列,对其进行了加工实测。天线阵列实物如图12所示,8元MIMO阵列中的每个端口均通过50 Ω的SMA同轴连接器馈电,SMA连接头位于系统电路板的背面,实际测试时,除测试端口外,其余端口均与50 Ω匹配负载相连接,以减少其对测试结果的影响。利用型号为N5227矢量网络分析仪测试了天线的S参数。由于本文MIMO天线阵列关于电路板短边中心对称,故只给出一侧2个天线对的仿真和测试结果。

(a)正面

(c)侧面

3.1 S参数和天线效率

图13(a)、图13(b)分别为8元MIMO阵列中天线对1和2的S参数仿真与实测结果。可以看出,仿真和实测结果基本一致,-6 dB阻抗带宽均能够覆盖3.3～6.5 GHz,两端口间的带内隔离度均高于11 dB,在n79和LTE band 46频段(4.4～5.925 GHz)隔离度高于15 dB,且4.9 GHz中心频点处峰值隔离度能达到40 dB。图13(c)、图13(d)分别为天线对1的端口1、端口2与MIMO阵列其他端口的实测隔离度。可以看出,除了S23仅高于11 dB外,其余端口间的隔离度在整个工作频段内均能够高于15 dB。图13(e)为天线对1中2个端口的仿真和实测天线总效率,在工作频段内两端口的总效率为59%～88.8%。

图13 8元MIMO阵列各性能参数的仿真和实测结果 Fig.13 Simulated and measured parameters of eight-element array

3.2 ECC

ECC指2个天线单元接收信号的相关性,是衡量多天线系统分集性能的指标,其计算公式[19]为:

(3)

式中:ECCij代表单元i和j之间的ECC,Sij代表单元i和j之间的S参数,ηrad,i和ηrad,j代表单元i和j的辐射效率。图14为式(3)根据实测S参数及相应单元的辐射效率计算所得的ECC。可以看出8元MIMO阵列中各端口间的ECC在整个工作频段内均小于0.1,满足手机MIMO天线对ECC的要求(小于0.5)。

图14 由实测结果计算所得的单元间ECC Fig.14 Calculated ECC from the measured results

3.3 手持方式的影响

手机MIMO天线系统的设计需考虑用户手持姿势对天线性能的影响,主要有2种手持方式:单手持握和双手持握。下面通过HFSS软件仿真分析2种手持方式对8元MIMO阵列性能的影响。

图15为8元MIMO天线阵列在单手模式下的各性能参数。如图15(a)所示,单手模式时,天线对1和3距离手模型较近,尤其天线对1几乎被大拇指完全覆盖,而天线对2和4距离手模型较远。图15(b)、图15(c)分别为单手模式时的反射和传输系数,可以看出,除了S11和S22在低频略有失配,其余端口的S参数受影响较小,且所有端口间的隔离度在整个频段内均能高于-10 dB。然而从图15(d)可以看出,MIMO阵列的天线效率受到显著影响,其中天线对1和3的效率分别下降至18%～38%和28%～50%。其天线效率恶化的原因是HFSS中的手部模型可以等效为不规则的有耗介质,它能吸收天线单元的辐射功率,从而导致天线单元效率降低,天线离手模型越近,受影响程度越大。

图15 单手模式下8元MIMO阵列的仿真结果 Fig.15 Simulated results of the proposed eight-element MIMO array in the single-hand operation mode

图16为8元MIMO阵列在双手模式下的各性能参数,可以观察到与单手模式类似的情况。在图16(b)、图16(c)中,MIMO阵列的反射系数和隔离度均只在低频段(3.3～3.8 GHz)略受影响,未出现明显恶化;在图16(d)中,同样由于手的吸收效应导致天线效率有所下降。但由于所提出MIMO阵列的天线对主要集中在手机中间位置,双手持握时手部模型没有与天线直接接触,因此相比单手模式,双手模式下的天线效率受影响程度较小,均在40%～80%。

图16 双手模式下8元MIMO阵列的仿真结果 Fig.16 Simulated results of the proposed eight-element MIMO array in the dual-hand operation mode

综上,仿真分析了考虑实际手持情况时,所提出的手机MIMO天线阵列基本仍能够保持较好的带宽和隔离性能,其阻抗和隔离度受影响较小,而天线效率受影响较大,且距离手部模型越近,天线效率恶化越严重,其余远离手部模型的天线单元仍具有良好的辐射能力和天线效率。

3.4 性能比较

表1选取了部分参考文献中的MIMO天线与本文提出的结构进行对比。从对比结果可以看出,本文设计的双单元天线对具有较高的隔离度,同时尺寸小、效率高且ECC低,能够很好地满足5G智能手机MIMO天线的实际应用要求。

表1 天线性能比较

4 结束语

本文提出了一种可用于5G智能手机的紧凑型宽带高隔离度双单元天线对及其组成的8元MIMO阵列。双单元天线对的-6 dB 阻抗带宽为3.3～6.5 GHz,相对带宽为65.3%,能够覆盖5G通信中的整个Sub-6 GHz频段。在差/共模对消理论的基础上,创新性地提出了利用分布式电容构造串联谐振回路的方法,进一步提升了天线对的端口隔离度,最终实现两端口间带内隔离度高于11 dB,在n79和LTE band 46频段内隔离度高于15 dB,且中心频点处的峰值隔离度能达到40 dB,具有高隔离性能。由4个相同天线对沿手机边框对称放置组成了8元MIMO天线阵列,通过蚀刻矩形缺陷地结构去耦,并仿真分析了用户手持姿势对MIMO阵列性能的影响。对该8元MIMO阵列进行了加工测试,实测和仿真结果基本一致,该阵列所有端口间的带内隔离度均高于11 dB,天线总效率为59%～88.8%,ECC低于0.1,适用于未来5G智能手机。